Diseo de Circuitos Electrnicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO

Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1 - Introducción. 2 - Sintetizadores de frecuencias. 3 - Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4 - Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5 - Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6 - Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7 - Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC Rx. Tx 00

Estructura mínima de un receptor de RF Antena Amplificación y filtrado en alta frecuencia Información Demodulación Amplificación en banda base Cualidades de un receptor: • Sensibilidad: capacidad de recibir señales débiles. Se mide como tensión en la entrada necesaria para obtener una relación determinada entre señal y ruido a la salida. • Selectividad: capacidad de rechazar frecuencias indeseadas. Se mide como cociente de potencias de entrada de las señales de frecuencias indeseadas y de la deseada que generan la misma señal de salida. • Fidelidad: Capacidad de reproducir las señales de banda base para una distorsión especificada. • Margen dinámico: cociente entre niveles máximos y mínimos de potencia de entrada que garantizan funcionamiento correcto del receptor. ATE-UO DCEC Rx. Tx 01

Tipos de receptores: • Homodino o de detección directa o de conversión directa. • Reflex. Sólo interés • Regenerativo o receptores a reacción. histórico • Superregenerativo o receptores a superreacción. • Superheterodinos • De simple conversión. • De conversión múltiple. Receptor homodino (I) Hay n etapas de RF, todas sintonizadas a la frecuencia a recibir. Antena Filtro de RF 1 Etapa de RF 1 ATE-UO DCEC Rx. Tx 02 Filtro de RF n Demodulador Etapa de RF n Información Amplificador de banda base

Receptor homodino (II) Presenta importantes limitaciones: • Muy desaconsejado si el margen de frecuencias a recibir es ancho, ya que hacen falta varios filtros de banda agudos y variables. • La selectividad obtenida varía en función de la frecuencia de recepción. • Posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida, al operar todas las etapas de RF a la misma frecuencia. Sin embargo, es útil si: • La banda de recepción es relativamente estrecha. • El demodulador es del tipo detector coherente. ATE-UO DCEC Rx. Tx 03

Receptor homodino (III) Ejemplo: Receptor de SSB (I) vp. USB, wp. USB = wp+ Swm vf • Características de diseño: -Poca ganancia de RF (se evitan oscilaciones parásitas). -Alta ganancia en banda base (barato). vp. USB El filtro de banda base fija la selectividad del receptor vf wp 0 Se sintoniza wo = wp w. O 0 wp+Swm 0 Filtro de banda base Swm ATE-UO DCEC Rx. Tx 04

vp. USB 2, wp. USB 2 Receptor homodino (IV) vp. USB 1, wp. USB 1 vf Problema: dos señales de frecuencias cercanas. No se elimina la “banda imagen” wp 1 vp. USB 1 wp 2 0 vp. USB 2 wp 2+Swm 2 w. O 0 Señal no inteligible, que no se puede filtrar en la entrada de RF. vf wp 1+Swm 1 0 Swm 1 Filtro de banda base (w. O-wp 2 -Swm 2) ATE-UO DCEC Rx. Tx 05

Receptor homodino (V) vp. USB 1, wp. USB 1 Antena Solución: uso de un detector coherente con mezclador I/Q vp. USB 2, wp. USB 2 Filtro de banda base vf 1 Amplificador de banda base Amplificador de RF p/2 Filtro de RF vf 2 Detector coherente con mezclador I/Q 0 vf 2’ p/2 vp. USB 1 vf vp. USB 2 wp 2+Swm 2 Información Filtro de banda base wp 1 wp 2 -/+ vo(w. Ot) w. O wp 1+Swm 1 0 Filtro de banda base Swm 1 ATE-UO DCEC Rx. Tx 06

Receptor superheterodino de simple conversión (I) Es el tipo de receptor de uso general Antena Filtro de RF Amplificador de IF Mezclador Amplificador de RF Filtro de IF Amplificador de BB Demodulador Información Variable en función de la frecuencia a recibir Idea fundamental: convertir todas las frecuencias a recibir a una constante llamada “Frecuencia Intermedia”. El mayor esfuerzo en filtrado y amplificación en alta frecuencia se hace a la frecuencia intermedia. La sintonía se lleva a cabo modificando la frecuencia del oscilador (oscilador local) y la del filtro de entrada (si el margen de frecuencias a recibir es amplio). ATE-UO DCEC Rx. Tx 07

Receptor superheterodino de simple conversión (II) f. RF = 520 - 1630 k. Hz f. IF = 455 k. Hz 0 Gfiltro IF [d. B] -20 -40 fosc = 975 - 2085 k. Hz -60 400 f [k. Hz] 500 • Ejemplo: Receptor de radiodifusión en OM (MF, modulación en AM). f. RF_min = 520 k. Hz y f. RF_max = 1630 k. Hz. f. IF = 455 k. Hz y Df. IF = 10 k. Hz (usando filtro cerámico). Elecciones posibles de fosc: fosc = f. RF + f. IF (mejor en este ejemplo). fosc = f. RF - f. IF. Cálculo de fosc_min = 975 k. Hz y fosc_max = 2085 k. Hz. ATE-UO DCEC Rx. Tx 08

Receptor superheterodino de simple conversión (III) 455 k. Hz 520 k. Hz 0 1630 k. Hz f. RF 455 k. Hz fosc 975 k. Hz f 2085 k. Hz • Ejemplo: Sintonía de una emisora de AM en 1 MHz. 1 MHz 455 k. Hz 1455 k. Hz Señal 1 MHz 0 f 455 k. Hz En sintonía: con oscilador a 1455 k. Hz Señal 455 k. Hz Fuera de sintonía: con oscilador a 1475 k. Hz El filtro de IF fija la selectividad ATE-UO DCEC Rx. Tx 09 Señal 475 k. Hz

Receptor superheterodino de simple conversión (IV) Ventajas del receptor superheterodino: • La mayoría de los filtros de alta frecuencia trabajan a frecuencia fija (a la frecuencia intermedia f. IF). • La selectividad la fija el filtro de frecuencia intermedia y es, por tanto, fija. • El cambio de frecuencia disminuye la posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida. Limitaciones del receptor superheterodino: • Hay que cambiar simultáneamente la frecuencia del oscilador local y del filtro de RF (esto último si el margen de frecuencias a recibir es amplio). • Un nuevo problema: la influencia de la frecuencia imagen. ATE-UO DCEC Rx. Tx 10

Receptor superheterodino de simple conversión (V) • El problema de la frecuencia imagen en el ejemplo anterior, sintonizando una emisora de AM en 1 MHz: 1 MHz 455 k. Hz 0 Señal 1910 k. Hz 1455 k. Hz f 455 k. Hz 1910 k. Hz - 1455 k. Hz = 455 k. Hz La señal de 1910 k. Hz es también amplificada por la etapa de IF 1430 k. Hz 520 k. Hz 455 k. Hz 0 ATE-UO DCEC Rx. Tx 11 455 k. Hz 2540 k. Hz Banda imagen 1630 k. Hz f. RF 455 k. Hz 975 k. Hz fosc f 2085 k. Hz

Receptor superheterodino de simple conversión (VI) • Generalización con mezclador ideal: f. IF = ½fant ± fosc½, fant f. IF siendo fant o bien f. RF o bien fim. ¡¡OJO!!: El filtro de RF no suprime completamente la fim. fosc Tres posibilidades de diseño: 1 - Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por debajo”(fosc < f. RF): f. IF = f. RF - fosc Þ fosc = f. RF - f. IF 2 - Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por encima”(fosc > f RF): f. IF = fosc - f. RF Þ fosc = f. RF + f. IF 3 - Frecuencia intermedia suma (poco habitual y sólo en MF y HF): f. IF = f. RF + fosc Þ fosc = f. IF - f. RF ATE-UO DCEC Rx. Tx 12

Concepto de “rechazo a la frecuencia imagen”, IR, en receptores superheterodinos ½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [d. B] 0 -5 IR -10 -15 -20 -25 -30 f. RF -35 -40 0, 5·fo fo fim 1, 5·fo 2, 5·fo ¿Cómo mejorar (aumentar) el IR? ATE-UO DCEC Rx. Tx 13

Métodos para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen en receptores superheterodinos • Usar estructura de mezcladores con rechazo de banda imagen (I/Q). • Usar un filtro de RF más agudo. • Separar más la frecuencia imagen. Mezcladores con rechazo de banda imagen Antena vo -/+ vs p/2 vf 2’ Amplificador de IF Filtro de IF • Problema técnico: los desfasadores de 90º sólo se pueden construir si la frecuencia cambia relativamente poco. ATE-UO DCEC Rx. Tx 14

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (I) Amplif. de bajo ruido PLL Mezclador I/Q ATE-UO DCEC Rx. Tx 15

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (II) ATE-UO DCEC Rx. Tx 16

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (III) ATE-UO DCEC Rx. Tx 17

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (IV) ATE-UO DCEC Rx. Tx 18

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (V) Montaje para su uso Filtro de entrada AGC Varicaps del PLL Control del PLL ATE-UO DCEC Rx. Tx 19

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VI) • Partes del PLL integradas: PREOUT VCO Salida del VCO ADJUST Salida del VCO MOD TANK ATE-UO DCEC Rx. Tx 20 • El divisor se puede anular o programar como divisor de doble módulo.

Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VII) • El divisor del PLL: ATE-UO DCEC Rx. Tx 21

Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el ½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [d. B] rechazo a la frecuencia imagen (I) 0 -5 IR -10 -15 • Fácil de conseguir si f. RF cambia relativamente poco. IR’ • Se pueden usar varios circuitos resonantes o “SAWs” (en UHF o VHF) -20 -25 -30 f. RF -35 -40 0, 5 fo fo fim 1, 5 fo 2, 5 fo • En caso contrario, hay que usar condensadores variables de varias secciones o varios diodos varicap. Al amplificador de RF Oscilador local Condensador variable de tres secciones ATE-UO DCEC Rx. Tx 22 Control del oscilador local

Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II) + Vcc Al mezclador G D S Oscilador local Control del oscilador local G D S Oscilador local Control con diodos varicap ATE-UO DCEC Rx. Tx 23

Aumento de la diferencia entre f. RF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I) ½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [d. B] 0 -5 IR -10 IR’ -15 -20 -25 -30 f. RF -35 -40 0, 5 fo fo fim’ fim 1, 5 fo 2 fo • ¿Cómo se puede aumentar la diferencia entre f. RF y fim? • Aumentando f. IF. Esto ocurre con las tres posibilidades de diseño del receptor: 2, 5 fo • Diseño Caso 1 (fosc = f. RF - f. IF): f. RF - fim = 2 f. IF Þ crece con f. IF • Diseño Caso 2 (fosc = f. RF + f. IF): fim - f. RF = 2 f. IF Þ crece con f. IF • Diseño Caso 3 (fosc = f. IF - f. RF): fim - f. RF = 2(f. IF - f. RF) Þ crece con f. IF ATE-UO DCEC Rx. Tx 24

Aumento de la diferencia entre f. RF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II) • Problema: la selectividad del receptor está fijada por la del filtro de IF. Si aumenta f. IF aumenta su ancho de banda (para igual Q) y, por tanto, disminuye la selectividad del receptor. Para solucionar este problema hay dos soluciones posibles: • Usar filtros de más calidad (filtros cerámicos de alta calidad o filtros de cristal de cuarzo en vez de cerámicos). • Usar una estructura de conversión múltiple (doble o triple). • Superheterodino de doble conversión: f. RF f. IF 2 < f. IF 1 RF 2ªIF 1ªIF fosc 1 Demodulador fosc 2 ATE-UO DCEC Rx. Tx 25

Receptor superheterodino de doble conversión f. RF f. IF 2 < f. IF 1 RF 2ªIF 1ªIF fosc 1 Demodulador fosc 2 Dos frecuencias intermedias: • La primera frecuencia intermedia, f. IF 1, se elige relativamente alta para conseguir buen rechazo a la frecuencia imagen. • La segunda frecuencia intermedia, f. IF 2, se elige relativamente baja para obtener una buena selectividad. La solución se puede generalizar a más conversiones f. IF 2 < f. IF 1 f. RF 1ªIF RF fosc 1 f. IF 3 < f. IF 2 2ªIF fosc 2 3ªIF Demodulador fosc 3 ATE-UO DCEC Rx. Tx 26

Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (I) Posibilidades : 1ª. Primer oscilador variable y primera IF constante: f. RF_min - f. RF_max f. IF 2 < f. IF 1 RF 2ªIF 1ªIF fosc 1_min fosc 1_max Demodulador fosc 2 Sintonía • Mejor solución si el margen de variación de f. RF es grande. • El oscilador de más alta frecuencia es el variable (posibles problemas de estabilidad térmica. • La solución es usar PLLs o DDSs. ATE-UO DCEC Rx. Tx 27

Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (II) 2ª. Primer oscilador constante y primera IF variable: f. RF_min - f. RF_max f. IF 1 -min - f. IF 1 -max RF 1ªIF f. IF 2 < f. IF 1 2ªIF Demodulador fosc 1 Sintonía fosc 2_min - fosc 2_max • El oscilador de más alta frecuencia es de frecuencia fija (mejor desde el punto de vista de la estabilidad térmica). • Solución sólo adecuada si el margen de variación de f. RF es pequeño. En caso contrario, existen problemas con el ruido y con el margen dinámico, ya que toda la banda a recibir es procesada por los amplificadores de RF y 1ª IF, que deben ser de banda ancha. ATE-UO DCEC Rx. Tx 28

Demoduladores • En general, es materia abordada en la titulación de grado. • Aquí recordaremos unos pocos ejemplos. Demoduladores de AM: el detector de pico (I) D + + vp. AM C R vdp vp. AM ATE-UO DCEC Rx. Tx 29

Demoduladores de AM: el detector de pico (II) • Realización práctica de un detector de pico de media onda: + Vcc + CR G Lm D 1: n Filtro pasa altos Detector de pico - + + D vp. AM C 1 C vp. AM R vdp R 1 vdpsc S Amplificador de IF ATE-UO DCEC Rx. Tx 30

Demoduladores de AM: el detector coherente (I) • Principio de operación: Mezclador vmez vf vp. AM(wmt, wpt) Recuerdese: cos. A·cos. B = 0, 5[cos(A+B) + cos(A-B)] - Señales de entrada: vp. AM(wmt, wpt) = Vp·[1 + vm(wmt)]·cos(wpt) vo(wot) = Vo·cos(wot + f) - Salida del mezclador: vmez = k· 0, 5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wp + wo)t + f] + cos[(wo - wp)t + f]] - Salida del filtro: vf = k· 0, 5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wo - wp)t + f]] - Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la portadora, es decir, wo = wp y f = 0º, entonces: vf = k· 0, 5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo que es proporcional a vm(wmt) + una componente de continua, que se elimina fácilmente con un condensador de bloqueo. - ¿Cómo conseguir wo = wp y f = 0º? ATE-UO DCEC Rx. Tx 31

Demoduladores de AM: el detector coherente (II) • Recuperación de la portadora: vp. AM(wmt, wpt) Mezclador vmez PLL V = k(DF) vf vfca vo(wpt) f = 0º vf = k· 0, 5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo vfca = k· 0, 5·Vp·Vo·vm(wmt) ATE-UO DCEC Rx. Tx 32

Demoduladores de AM: el detector coherente (III) • Principales formas de onda con f = 0º: vp. AM(wmt, wpt) Mezclador vmez vf vo(wpt) vp. AM vo Moduladora con nivel de continua vmez(wmt, 2 wpt) vf(wmt) ATE-UO DCEC Rx. Tx 33

Demoduladores de AM: el detector coherente (IV) • Principales formas de onda con f = 90º: vp. AM(wmt, wpt) Mezclador vmez vf vo(wpt) vp. AM vo Como el valor medio de vmez es cero, no se obtiene la moduladora por filtrado. vmez(wmt, 2 wpt) vf ATE-UO DCEC Rx. Tx 34

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (I) Mezclador vf • Principio de funcionamiento (I): vmez vp. FM Retardo tr t ∫-¥ vp. FM = VP·cos[wpt + Dwp· xm(wmt)·dt] vp. FM’ t-tr ∫-¥ vp. FM’ = VP·k 1·cos[wp(t - tr)+ Dwp· xm(wmt)·dt] t ∫-¥ t-tr ∫-¥ vmez = VP 2·k 1·cos[2 wpt - wptr + Dwp· xm(wmt)·dt] t ∫t-t + VP 2·k 1·cos[wptr + Dwp· xm(wmt)·dt] r ∫ t vf = VP 2·k 1·cos[wptr + Dwp· xm(wmt)·dt] t-tr • Como xm(wmt) no cambia apreciablemente en tr segundos, queda: vf = VP 2·k 1·cos[wptr + Dwp·tr·xm(wmt)] • Y como la red de retardo se calcula para que valga 90º a wp, queda: vf = VP 2·k 1·cos[p/2 + Dwp·tr·xm(wmt)] = -VP 2·k 1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] ATE-UO DCEC Rx. Tx 35

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (II) • Principio de funcionamiento (II): vf = -VP 2·k 1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] • Como se cumple que: wp·tr » p/2, ½xm(wmt)½ £ 1 y Dwp << 2 wp, entonces: Dwp·tr·xm(wmt) = p·xm(wmt)·Dwp/(2 wp) << 1, y, por tanto: vf = -VP 2·k 1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] » -VP 2·k 1·Dwp·tr·xm(wmt) ¡Ojo! vf depende también de Vp 2 Þ Hay que usar un limitador vp. FM vs vp. FM vf ve Limitador ATE-UO DCEC Rx. Tx 36 vp. FM’ vmez tr vf

Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (III) ¿Cómo se genera el retardo? • Calculamos la transferencia de la red: • vd. FM’/vd. FM = LCss 2/[1 + Ls/R + L(C + Cs)s 2] • Efectuamos un análisis senoidal permanente (s = jw). Sólo es válido si wm << wp: vd. FM’/vd. FM = -LCsw 2/[1 - L(C + Cs)w 2 + j. Lw/R]. Por tanto: vmez = VP·cos(wt)· 2 k 2·½vd. FM’/vd. FM½· VP·cos[wt – arg(vd. FM’/vd. FM)] Þ vf = k 2·VP 2½vd. FM’/vd. FM½cos[arg(vd. FM’/vd. FM)] + Cs vf/k 2·VP 2 + vd. FM R C - • Se define Q = R/(Lwp): L Q = 15 Cs=C/20 0 10 5 vd. FM’ - 10, 5 ATE-UO DCEC Rx. Tx 37 10, 7 MHz 10, 9

Demoduladores de FM: Ejemplos de circuitos limitadores • Son necesarios en los detectores de cuadratura: Con diodos Etapa diferencial 3 etapas con margen dinámico muy pequeño ATE-UO DCEC Rx. Tx 38

Demoduladores de FM: Demodulador con PLL • Principio de funcionamiento: vcont_osc vp. FM Entrada V = k(DF) vd. FM Vcont_osc Frecuencia de corte alta vosc Salida • Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente rápido para seguir las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL >> frecuencia máxima de la moduladora. wcorte PLL >> wm max ATE-UO DCEC Rx. Tx 39

Demodulador de PM con PLL • Principio de funcionamiento: Frecuencia de corte alta vp. PM Entrada V = k(DF) v. DF vd. PM vosc Frecuencia de corte muy baja Salida • Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente lento para que su salida sea insensible a las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL << frecuencia mínima de la moduladora. wcorte PLL << wm min ATE-UO DCEC Rx. Tx 40

Demoduladores de FSK: con batería de filtros vf 1 vd 1 vp. FSK + vf 2 vd. FSK Demoduladores de FSK: con PLL vd. FSK vp. FSK V = k(DF) Frecuencia de corte alta ATE-UO DCEC Rx. Tx 41 vosc

Demodulador de BPSK: Con bucle elevador al cuadrado • El bucle elevador al cuadrado sirve para recuperar la portadora: vs vmez vs vp. BPSK vmez Recuperación de la portadora x 2 ATE-UO DCEC Rx. Tx 42 PLL 2 vo(wpt) f = 0º vf

Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (I) vp. QPSK (coincide con 4 QAM) vmez 1 vs. I vo(wpt) vp. QPSK vo(wpt) Recuperada de la portadora p/2 vo(wpt-p/2) vmez 2 vmez 1 vs. Q vs. I I vmez 2 1 0 0 0 1 0 vs. Q Q ATE-UO DCEC Rx. Tx 43 0 ¿Cómo se recupera la portadora?

Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (II) • Recuperación de la portadora: vp. QPSK vs. I p/2 vp. QPSK vo(wpt) vs. Q x 2 PLL Recuperación de la portadora ATE-UO DCEC Rx. Tx 44 4

Demodulador I/Q (de cuadratura) de propósito general vmez 1 vs. I +p/4 v. LO v. IF -p/4 vmez 2 vs. Q • Existen muchos circuitos integrados para esta función. • Las entradas y salidas son diferenciales. • Se usan para demodular QAM y QPSK. ATE-UO DCEC Rx. Tx 45

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (I) ATE-UO DCEC Rx. Tx 46

Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (II) ATE-UO DCEC Rx. Tx 47

Ejemplo de receptor de conversión simple • Receptor de radiodifusión en FM (VHF, modulación en FM de banda ancha) con sintonía sintetizada con PLL: f. RF_min = 87, 5 MHz, f. RF_max = 108 MHz, f. IF = 10, 7 MHz, Df. IF = 250 k. Hz (usando filtro cerámico), fosc_min = 98, 2 MHz y fosc_max = 118, 7 MHz (Diseño “Caso 2”). 87, 5 - 108 MHz, 10, 7 MHz RF IF 98, 2118, 7 MHz NF 1 Np DF + Filtro DEM AF Demodulador de cuadratura de 10, 7 MHz m. C Sintonía digital NF 2 PLL 50 k. Hz ATE-UO DCEC Rx. Tx 48

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (I) ATE-UO DCEC Rx. Tx 49

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (II) ATE-UO DCEC Rx. Tx 50

Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (III) ATE-UO DCEC Rx. Tx 51

Ejemplo de receptor de doble conversión • Receptor de radioaficionado de la banda de 2 m (VHF, modulación en FM de banda estrecha): f. RF_min = 144 MHz, f. RF_max = 146 MHz, f. IF 1 = 10, 7 MHz (filtro cerámico), f. IF 2 = 455 k. Hz (filtro cerámico), Df. IF 2 = 15 k. Hz, fosc 1_min = 154, 7 MHz y fosc 1_max = 156, 7 MHz (con PLL), fosc 2 = 10, 245 MHz (diseño “Caso 2”en la primera conversión y “Caso 1”en la segunda conversión ). 144 - 146 MHz 455 k. Hz 10, 7 MHz RF IF IF 154, 7 -156, 7 MHz NF 1 Np DF + Filtro PLL 5 k. Hz DEM Demodulador de cuadratura de 455 k. Hz 10, 245 MHz m. C AF Sintonía digital NF 2 ATE-UO DCEC Rx. Tx 52

Ejemplo de CI para receptor de doble conversión ATE-UO DCEC Rx. Tx 53

Elección de los valores de las frecuencias intermedias de un receptor superheterodino Criterios: • Evaluar los valores necesarios de selectividad y rechazo a frecuencia imagen. Teniendo en cuenta el coste, decidir la estructura de conversión y el tipo de filtro de IF a usar. • Evitar que la frecuencia intermedia coincida con una de las posibles del oscilador local. En caso contrario y como el mezclador no es ideal, la señal del oscilador entrará en el amplificador de IF y provocará su saturación. • Evitar que la frecuencia intermedia coincida con uno de los posibles armónicos de las posibles frecuencias del oscilador local. Las razones son las mismas que en el caso anterior. • Evitar coincidencia entre una de las posibles frecuencias de RF y la frecuencia de IF. En caso contrario y en un diseño “Caso 1”, el oscilador llegaría a frecuencia 0. En un diseño “Caso 2” y como el mezclador no es ideal, las señales de mezcla y la de entrada pueden tener problemas de fase. Además podría haber oscilaciones parásitas por coincidencia de frecuencias entre entrada y salida. • Intentar usar frecuencias normalizadas por los fabricantes de filtros piezoeléctricos. ATE-UO DCEC Rx. Tx 54

Subsistemas de control en receptores • El control automático de ganancia (AGC o CAG). • El silenciador o “squelch”. AGC • Disminuye la ganancia de las etapas en función de la amplitud de las señales. • Es muy necesario cuando la modulación usada es de envolvente no constante. RF AGC en un receptor de AM AF IF AGC Línea de AGC ATE-UO DCEC Rx. Tx 55

El silenciador o “squelch” • Se utiliza en receptores de transmisiones en VHF y UHF moduladas en FM. • Silencia el amplificador de audio cuando no hay señal de RF para evitar el “soplido” o ruido de fondo, con objeto de evitar las molestias que causa y para ahorrar consumo de baterías. Demodulador de cuadratura RF IF DEM AF Squelch • Se detecta la presencia del “soplido” por filtrado “pasa altos de audio” y detección de pico. • Si existe soplido, se silencia el amplificador de baja frecuencia. • Si existe señal de RF entonces no existe el soplido y, por tanto, no se silencia el amplificador de baja frecuencia. • El filtro “pasa-altos de audio” no debe dejar pasar las señales de la frecuencia de la moduladora. ATE-UO DCEC Rx. Tx 56

Estructura de un receptor óptico (I) • Son normalmente receptores de tipo homodino. • Frecuentemente la luz se modula en ASK. • A veces se incorpora Control Automático de Ganancia (AGC). Detector Amplificador de AGC CC/CC Convertidor serie-paralelo Decisión Etapa preamplificadora Demodulador Etapa amplificadora Amplificador en banda base Recuperación del reloj Tratamiento digital ATE-UO DCEC Rx. Tx 57

Estructura de un receptor óptico (II) • A veces se intenta cancelar el efecto del posible nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico: CC/CC Etapa preamp. Etapa Amp. Convertidor serie-paralelo Decisión Detector de CC Demodulador Amplificador en banda base Recuperación del reloj Tratamiento digital ATE-UO DCEC Rx. Tx 58

Estructura de un receptor óptico (III) • Ejemplo de circuito práctico con cancelación de nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico: ATE-UO DCEC Rx. Tx 59

Estructura de un receptor óptico (IV) • Cuando se usan fotodiodos de avalancha, el sistema de AGC actúa sobre la polarización inversa del fotodiodo para regular su sensibilidad: Detector Amplificador de AGC CC/CC Convertidor serie-paralelo Decisión Etapa preamplificadora Demodulador Etapa amplificadora Amplificador en banda base Recuperación del reloj Tratamiento digital ATE-UO DCEC Rx. Tx 60

Estructura de un receptor óptico (V) • Es posible modular la luz con una portadora de RF modulada: CC/CC f. IF IF fosc Demodulador “óptico” Preamplificador ATE-UO DCEC Rx. Tx 61 Demodulador Amplificador de AGC Receptor de RF (con demodulador de RF) Señal en banda base

Ejemplo de receptor óptico • Combinación de los circuitos integrados MAX 3664 y MAX 3675 de Maxim: ATE-UO DCEC Rx. Tx 62

Cualidades de un transmisor • Estabilidad de frecuencia. • Pureza espectral de la señal de salida. • Potencia (requiere definiciones específicas en función del tipo de modulación). • Rendimiento del transmisor. • Fidelidad de la modulación. • Margen dinámico. Estructura en función de dónde se realiza la modulación • Modulación a nivel de potencia: sólo en AM y ASK. • Modulación a nivel de señal: es la más versátil y frecuente. BB BB BB Modulador RF RF A nivel de potencia Modulador RF RF A nivel de señal ATE-UO DCEC Rx. Tx 63

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (I) • Transmisor de AM a frecuencia variable con PLL: Banda base Modulador Antena Información f. Xtal·NP·NF 1/NF 2 Clase C/D RF f. Xtal·NP·NF 1/NF 2 Clase C/D NF 1 NP DF+F NF 2 PLL m. C Sintonía digital f. Xtal ATE-UO DCEC Rx. Tx 64

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (II) • Transmisor de OOK a frecuencia variable con PLL: Banda base Modulador Antena Información f. Xtal·NP·NF 1/NF 2 Clase C/D RF f. Xtal·NP·NF 1/NF 2 Clase C/D NF 1 NP DF+F NF 2 PLL m. C Sintonía digital f. Xtal ATE-UO DCEC Rx. Tx 65

Estructura de un transmisor con modulación a nivel de señal • Modulación a frecuencia de transmisión (estructura homodina). BB Modulador RF RF f. RF • Modulación a frecuencia intermedia (estructura heterodina). BB Modulador RF IF RF f. RF = f. Xtal + f. VFO f. Xtal f. VFO - Muy frecuentemente la modulación debe realizarse a frecuencia fija. - Si la transmisión debe ser a frecuencia variable, se debe elegir la estructura heterodina. ATE-UO DCEC Rx. Tx 66

Moduladores • En general, es materia abordada en la titulación de grado. • Aquí recordaremos unos pocos ejemplos. Modulador de SSB por filtrado de la banda lateral indeseada Generación de USB vp. LSB vp vm 0 vp. DSB Filtro a cristal wp Filtro a cristal vp. SSB ATE-UO DCEC Rx. Tx 67

Modulación de SSB con mezclador I/Q vmez 1 Ecuaciones: vp vmez 1 = k 1·Vp·Vm·cos(wmt)·cos(wpt) = +/p/2 vm p/2 k 1· 0, 5·Vp·Vm·[cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] vs vmez 2 Dificultad: realizar el desfasador de banda base (banda ancha) con tecnología analógica. f 1 vm f 2 vmez 2 = k 1·Vp·Vm·cos(wmt - p/2)·cos(wpt - p/2) = k 1· 0, 5·Vp·Vm·[-cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] Con signo + en el sumador: vs = vmez 1 + vmez 2 = k 1·Vp·Vm·cos((wp - wm)t) = vp. LSB Con signo - en el sumador: vs = vmez 1 - vmez 2 = k 1·Vp·Vm·cos((wp + wm)t) = vp. USB Se construyen dos cadenas de desfasadores tal que f 2 - f 1 = p/2 basados en amplificadores operacionales. ATE-UO DCEC Rx. Tx 68

Modulador de fase con PLL vm(s) Df(s) fp(s) - KDF v. DF(s) Conv. F/V + F(s) vc(s) Filtro pasa-bajos 2 p. KV/s fosc(s) VCO • Se diseña el PLL con ancho de banda suficiente para que fosc siguiera perfectamente a fp en un PLL sin vm: fosc(s) = 2 p. KVKDFF(s)/s 1 + 2 p. KVKDFF(s)/s fp(s) + 2 p. KVF(s)/s 1 + 2 p. KVKDFF(s)/s ≈1 vm(s) ≈ 1/KDF Por tanto: fosc(s) ≈ fp(s) + vm(s)/KDF Þ vosc ≈ Voscpsen(wpt + vm/KDF), que es una señal modulada en fase. ATE-UO DCEC Rx. Tx 69

Modulador de frecuencia con PLL vm(s) Df(s) fp(s) - KDF v. DF(s) + F(s) vc(s) Filtro pasa-bajos Conv. F/V 2 p. KV/s fosc(s) VCO • Condición de diseño del PLL: su frecuencia de corte debe ser mucho menor que la mínima frecuencia de vm. fosc(s) = 2 p. KVKDFF(s)/s 1 + 2 p. KVKDFF(s)/s fp(s) + ≈ 0 a w ³ wm_min ≈ 1 a w << wm_min 2 p. KV/s 1 + 2 p. KVKDFF(s)/s vm(s) ≈ 2 p. KV/s a w ³ wm_min ≈ 1/[KDFF(s)] a w << wm_min • Por tanto, para wm_min < wm_max: t ∫ vosc ≈ Voscpsen(wosct + 2 p. KV vmdt) -¥ (señal modulada en frecuencia) ATE-UO DCEC Rx. Tx 70

Moduladores de FSK con PLLs vp. FSK V = k(DF) w. Xtal N vm V = k(DF) N 1 w. Xtal, N 2 w. Xtal N 1 , N 2 N 1 w. Xtal N 1 w. Xtal N 1 w. Xtal, N 2 w. Xtal V = k(DF) N 2 ATE-UO DCEC Rx. Tx 71 vp. FSK N 2 w. Xtal vm

Modulador de PSK binaria (BPSK) Información digital Acondicionador digital vm vs. BPSK vp Reloj Oscilador a Xtal f. Xtal 1 • El acondicionador digital genera una señal moduladora digital vm, sincronizada con el oscilador a cristal, que toma valores positivos +VM en el 1 lógico y negativos -VM en el 0 lógico. • Por tanto, el 1 lógico corresponde a: vs. BPSK = k·VM·vp (portadora sin invertir) • Y el 0 lógico corresponde a: vs. BPSK = -k·VM·vp (portadora invertida) ATE-UO DCEC Rx. Tx 72 vm -VM vp vs. BPSK +VM

Modulador de PSK cuaternaria (QPSK) 1 0 1 vmez I Demultiplexador con retención y cambio de nivel I vp vm 1 1 + p/2 0 1 Reloj 1 0 vp. QPSK Q 1 1 0 vmez Q • El reloj del acondicionador digital (“demultiplexador con retención y cambio de nivel”) y el oscilador de portadora deben estar sincronizados. • Esta modulación coincide con la 4 QAM. ATE-UO DCEC Rx. Tx 73

Modulador I/Q (de cuadratura) de propósito general Sistema digital (DSP) CDA ve. I vmez 1 +p/4 v. LO + -p/4 CDA ve. Q vsm vmez 2 • Existen muchos circuitos integrados para esta función. • Las entradas y salidas son diferenciales. • Se usan para modular QAM y QPSK. ATE-UO DCEC Rx. Tx 74

Ejemplo de modulador I/Q de propósito general (I) ATE-UO DCEC Rx. Tx 75

Ejemplos de modulador I/Q de propósito general (II) • Conexionado de las entradas desde un convertidor D/A: Realimentación del nivel de señal ATE-UO DCEC Rx. Tx 76

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (I) • Transmisores de SSB: • Con filtro a cristal: Antena Filtro a cristal Banda base f. Xtal + f. V Clase A/B Información IF f. Xtal Oscilador a Xtal f. V f. Xtal + f. V Clase A/B RF Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS • Con mezclador I/Q: Antena Banda base Inf. f. Xtal p/2 ATE-UO DCEC Rx. Tx 77 f. Xtal + f. V Oscilador +/p/2 Clase A/B IF f. V f. Xtal + f. V Clase A/B RF Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (II) • Transmisores homodinos de FM o FSK de frecuencia constante: - Frecuencia de transmisión coincidente con la del modulador: f. Xtal Antena Clase C Información Banda base f. Xtal RF Antena - Frecuencia de transmisión múltiplo de la del modulador: N 1·N 2·f. Xtal Banda base Información x N 1 x N 2 Clase C f. Xtal RF Multiplicador de frecuencia La desviación de frecuencia también se multiplica por el mismo factor ATE-UO DCEC Rx. Tx 78

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (III) • Realización práctica con un circuito integrado MC 2833 (I): ATE-UO DCEC Rx. Tx 79

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IV) • Realización práctica con un circuito integrado MC 2833 (II): - Tipos de estructura posibles: ATE-UO DCEC Rx. Tx 80

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (V) • Transmisor heterodino de FM, PM o FSK de frecuencia variable: Banda base Información PLL 1 Modulación f. Xtal 1 Antena IF Clase C N·f. Xtal 2 + f. Xtal 1 RF PLL 2 f. Xtal 1 m. C Sintonía f. Xtal 2 N·f. Xtal 2 Sintonía digital • Transmisor heterodino de BPSK de frecuencia variable: Antena Acondicionador digital Información digital RF IF N·f. Xtal 2 + f. Xtal 1 Reloj PLL f. Xtal 1 Sintonía f. Xtal 2 N·f. Xtal 2 m. C Sintonía digital ATE-UO DCEC Rx. Tx 81

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VI) • Realización práctica con un circuito integrado MAX 2900 (I): ATE-UO DCEC Rx. Tx 82

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VII) • Realización práctica con un circuito integrado MAX 2900 (I): Modulador de FM PLL Oscilador a cristal Filtro-regulador del PLL Modulador RFPA Red de adaptación ATE-UO DCEC Rx. Tx 83

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VIII) • Transmisor heterodino de QPSK de frecuencia variable: Información digital Acond. digital Reloj N·f. Xtal 2 + f. Xtal 1 Oscilador I Q + f. Xtal 1 p/2 Antena vsm RF p/2 PLL 2 Sintonía f. Xtal 2 N·f. Xtal 2 m. C Sintonía digital • Transmisor heterodino de QAM de frecuencia variable: - Usando un modulador I/Q de propósito general en el esquema anterior. ATE-UO DCEC Rx. Tx 84

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IX) • Realización práctica de un transmisor de QPSK: ATE-UO DCEC Rx. Tx 85

Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (X) ATE-UO DCEC Rx. Tx 86

Estructura de un transmisor óptico • Son normalmente transmisores de tipo homodino. • Frecuentemente la luz se modula en ASK-OOK. • Se controla la operación del diodo (LED o láser). • Transmisor de LED: Etapa de potencia Convertidor serie-paralelo LED Generación del reloj Prepolarización • Transmisor de láser: Convertidor serie-paralelo Etapa de potencia Láser Op. Laser Generación Niveles del reloj Control ATE-UO DCEC Rx. Tx 87 Fotodiodo

Ejemplo de transmisor óptico con diodo láser • Realización práctica con los circuitos integrados MAX 3867 y MAX 3890: ATE-UO DCEC Rx. Tx 88

Ideas generales sobre transceptores de RF • Un transceptor es un sistema que incluye un transmisor y un emisor. TX Amplificador de banda base Información Modulador y amplificador de RF Red de adaptación Línea de transmisión Oscilador Información Amplificador en banda base Antena RX Demodulador Amplificador y filtro de alta frecuencia Oscilador Antena Red de adaptación Línea de transmisión Oscilador • ¿Qué partes pueden o deben ser comunes? • La respuesta depende de las especificaciones de diseño del sistema. ATE-UO DCEC Rx. Tx 89

Transceptor de RF compartiendo antena, la red adaptadora y fuente de alimentación Alimentación Información Amplificador de banda base TX Modulador y amplificador de RF Información Demodulador Red de adaptación Línea de transmisión Oscilador Amplificador en banda base Antena Amplificador y filtrado en alta frecuencia RX Oscilador • La conmutación se puede realizar con interruptor mecánico, con relé, con diodos o con transistores. ATE-UO DCEC Rx. Tx 90

Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (I) • Para garantizar que las frecuencias de transmisión y recepción coincidan en todo momento, se comparte el oscilador de frecuencia variable: f. IF-TX Banda base Información MOD f. IF-TX + f. V f. IF-TX f. RF = f. IF-TX + f. V RF IF-TX Oscilador Xtal TX f. Xtal = f. IF-TX f. V Red de adaptación VFO, PLL o DDS f. IF-RX = f. RF - f. V RX Banda base Antena DEMOD IF-RX f. RF RF Información ATE-UO DCEC Rx. Tx 91 Se diseña f. IF-RX = f. IF-TX

Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (II) • El filtro de IF en algunos caso (por ejemplo, transceptores de SSB) es un elemento muy caro, por lo que interesa compartirlo en transmisión y recepción. • Si el demodulador es coherente y se comparte el filtro de IF, conviene también usar un oscilador único Banda base para el modulador y el demodulador. TX RF-TX IF RX Filtro a cristal VFO, PLL o DDS Banda base RF ATE-UO DCEC Rx. Tx 92 RF-RX

Ejemplo de transceptor: con receptor homodino y transmisor homodino con demodulador y modulador I/Q ATE-UO DCEC Rx. Tx 93

Repetidores de RF (vía radio) • Como los transceptores, son sistemas que incluye un transmisor y un emisor. • Al contrario que los transceptores, la información transmitida es la misma que la recibida. • Por tanto, son elementos intermedios en la cadena de comunicación. • Las antenas receptora y emisora apuntan en direcciones opuestas. • La frecuencia de recepción y de transmisión son distintas. Su diferencia se llama “desplazamiento”. • Opciones: - Bajar la señal hasta banda base. - Bajar la señal hasta una frecuencia intermedia. Repetidor bajando a banda base Antena transmisora Antena receptora f. RF_RX Receptor completo Banda base Transmisor completo f. RF_TX ATE-UO DCEC Rx. Tx 94

Repetidor bajando a frecuencia intermedia Antena receptora Antena transmisora f. IF f. RF_RX IF RF LNA RF PA f. MX f. RF_TX f. LO_RX • Ecuaciones: - En el repetidor: fdes = f. RF_RX - f. RF_TX - En el transmisor: f. LO_TX = f. RF_TX - f. IF - En el receptor: f. MX = f. RF_RX - f. IF - En el mezclador común: f. MX = f. LO_RX + f. LO_TX f. LO_RX = fdes ATE-UO DCEC Rx. Tx 95

Repetidores de RF (vía cable) VCA • Son amplificadores. • Pueden ser de banda ancha o de banda estrecha. • A veces la alimentación se lleva en el mismo cable que la señal, para evitar tener que llevar un cable más: CA/CC VCC + señal T de polarización (bias-T) VCC + señal Repetidor ATE-UO DCEC Rx. Tx 96

Repetidores de señales digitales por cable • Son comparadores rápidos. • Los comparadores con histéresis resultan adecuados. • Ejemplo de comparador con salida con señalización diferencial de baja tensión (Low Voltage Differential Signaling, LVDS): ATE-UO DCEC Rx. Tx 97

Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (I) ATE-UO DCEC Rx. Tx 98

Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (II) The LMH 7220 is a high speed comparator with LVDS outputs. The LVDS (Low Voltage Differential Signaling) standard uses differential outputs with a voltage swing of approximately 325 m. V on each output. The most widely used setup for LVDS outputs consists of a switched current source of 3. 25 m. A. The output pins need to be differentially terminated with an external 100Ω resistor, producing the standardized output voltage swing of 325 m. V. The common mode level of both outputs is about 1. 2 V, and is independent of the power supply voltage. The use of complementary outputs gives a high level of suppression for common mode noise. The very fast rise and fall times of the LMH 7220 enable data transmission rates up to several hundreds of Megabits per second (Mbps). ATE-UO DCEC Rx. Tx 99

Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (I) ATE-UO DCEC Rx. Tx 100

Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (II) ATE-UO DCEC Rx. Tx 101

Repetidores regenerativos de señales de comunicaciones por fibra óptica • Existen dos tipos: - Los basados en transformación óptica-eléctrica-óptica. - Los basados en amplificadores ópticos. Repetidores ópticos-eléctricos-ópticos (OEO) Tratamiento eléctrico Fibra óptica RX óptico TX óptico Fibra óptica • Existen tres tipos, en función del tratamiento de la señal eléctrica: - De amplificación de los pulsos eléctricos exclusivamente. - Con conformación de los pulsos. - Con conformación y recolocación temporal de los pulsos. ATE-UO DCEC Rx. Tx 102

Repetidores basados en amplificadores ópticos • Los más comunes son los basados en fibras ópticas dopadas con Erbio (Erbium Doped Fibre Amplifier, EDFA) Fibra óptica dopada con Erbio Fibra óptica Aislador y filtro Filtro y aislador Fibra óptica Alimentación del láser Bomba láser • La bomba láser genera una radiación más energética (820, 980 o 1480 nm) que la de comunicaciones (1550 nm). • La radiación de la bomba láser genera pares electrón hueco en la fibra dopada con Erbio. • Cuando llega la radiación con información se produce emisión estimulada, aumentando el número de fotones salientes y, por tanto, produciéndose amplificación óptica. ATE-UO DCEC Rx. Tx 103