Diseo de Circuitos Electrnicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO

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Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1 Introducción. 2 Sintetizadores de frecuencias.

Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1 Introducción. 2 Sintetizadores de frecuencias. 3 - Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4 Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5 Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6 Circuitos electrónicos para receptores, transceptores y repetidores regenerativos. transmisores, 7 Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC amp 00

Amplificadores de potencia para comunicaciones Idea fundamental: Amplificar señales de RF hasta niveles suficientes

Amplificadores de potencia para comunicaciones Idea fundamental: Amplificar señales de RF hasta niveles suficientes para su transmisión y hacerlo con la fidelidad necesaria y con buen rendimiento energético. • h = PRF/PCC (rendimiento de drenador) PCC • PAE = (PRF –Pe_RF)/PCC Rg + VCC Pe_RF Amplificador de potencia de RF RL PRF Pperd ATE-UO DCEC amp 01

Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (I) Amplificador de potencia de

Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (I) Amplificador de potencia de RF Rg + i. C RL Q 1 wt 0 p i. C 2 p Clase A: conducción durante 2 p 0 p wt 2 p Clase B: conducción durante p wt 0 p 2 p Clase C: conducción < p ATE-UO DCEC amp 02

Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (II) Rg Amplificador de potencia

Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (II) Rg Amplificador de potencia de RF + i. C RL Q 1 • Clase D: Q 1 trabaja en conmutación. • Clase E: Q 1 trabaja en conmutación a tensión cero. • Clase F: Varios circuitos resonantes determinan una tensión cuadrada en el colector de Q 1. ATE-UO DCEC amp 03

Amplificadores de potencia de RF lineales y no lineales Rg + VCC vg Amplificador

Amplificadores de potencia de RF lineales y no lineales Rg + VCC vg Amplificador de potencia de RF + RL - vs Amplificadores lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs es proporcional a la de entrada vg. Amplificadores no lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs no es proporcional a la de entrada vg. Caso especialmente interesante: tensión de salida vs proporcional a VCC. ATE-UO DCEC amp 04

Transistores de potencia de RF • Bipolares (JBTs) de Si Þ Estudiados en 1º

Transistores de potencia de RF • Bipolares (JBTs) de Si Þ Estudiados en 1º de grado, asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”, tema de “Transistores”. • MOSFETs de Si Þ Estudiados en 1º de grado, asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”, tema de “Transistores”. • HEMTs de Ga. As Þ No estudiados en el grado. • HEMTs de Ga. N Þ No estudiados en el grado. Transistores bipolares de potencia de RF • Se utilizan cada vez menos. • Ya son difíciles de encontrar a la venta. • Ejemplo: • SD 1731 (amplificación lineal) ATE-UO DCEC amp 05

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (I) Amplificadores lineales Baja tensión Terminal

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (I) Amplificadores lineales Baja tensión Terminal de emisor voluminoso ATE-UO DCEC amp 06

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (II) Muy bajas resistencias térmicas Muy

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (II) Muy bajas resistencias térmicas Muy alta máxima temperatura de unión Muy baja máxima tensión inversa base-emisor Gran diferencia en función del estado de la base ATE-UO DCEC amp 07

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (III) Se valora la linealidad Muy

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (III) Se valora la linealidad Muy variables (y pequeños) valores de beta ATE-UO DCEC amp 08

Transistores MOSFET de potencia de RF • Han desplazado a los bipolares. • Suelen

Transistores MOSFET de potencia de RF • Han desplazado a los bipolares. • Suelen ser laterales (LDMOS). • Por el contrario, los usados en conversión de potencia son verticales (VMOS, UMOS, etc. ). • Son mucho más caros que los de conversión de potencia (tienen que disipar mucha más potencia). • A veces se diseñan con redes internas para trabajar en un margen de frecuencias específico. • Ejemplos: • MRF 373 (amplificación no lineal, banda de 470 -860 MHz). • PTFA 191001 (amplificación lineal, banda de 1930 -1990 MHz). ATE-UO DCEC amp 09

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (I) 2 encapsulados distintos De “acumulación”

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (I) 2 encapsulados distintos De “acumulación” (normalmente abierto) y canal N Amplificación no lineal Optimizado para una banda, aunque ancha ATE-UO DCEC amp 10 2 encapsulados distintos

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (II) Baja resistencia térmica Muy alta

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (II) Baja resistencia térmica Muy alta máxima temperatura de unión Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente ATE-UO DCEC amp 11

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (III) 2 encapsulados distintos Optimizado para

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (III) 2 encapsulados distintos Optimizado para banda estrecha Amplificación lineal ATE-UO DCEC amp 12 2 encapsulados distintos

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (IV) Se valora mucho la linealidad

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (IV) Se valora mucho la linealidad y se sacrifica rendimiento ATE-UO DCEC amp 13

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (V) Muy baja resistencia térmica Muy

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (V) Muy baja resistencia térmica Muy alta potencia, pero ¡ojo con la temperatura de la cápsula y con el “derating”! Muy alta máxima temperatura de unión Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente ATE-UO DCEC amp 14

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (I) • Un HEMT (“High Electron Mobility

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (I) • Un HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) es un transistor cuyo funcionamiento se basa en una “heterounión”, es decir, en la unión de dos semiconductores distintos. • Las heterouniones no se han estudiado en el grado. • Para comprender el funcionamiento de las heterouniones hay que acudir a “diagramas de bandas”. Se adjunta un apéndice. • Un HEMT se comportan como un MESFET (un JFET de puerta metálica en vez de semiconductora) pero con una canal compuesto por un “gas bidimensional de electrones” (“ 2 D gas”). • La conductividad de este canal es altísima y se consigue con muy bajas capacidades parásitas. • Los HEMTs tradicionales se basan en heterouniones de Ga. As y Al. Ga. As • Se usan para amplificación en microondas • Hechos con Ga. N y Al. Ga. N pueden disipar mejor el calor y trabajar a mayores tensiones. ATE-UO DCEC amp 15

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (II) • Los HEMTs, como los JFETs

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (II) • Los HEMTs, como los JFETs y los MESFETs, tienen el canal formado antes de actuar eléctricamente en la puerta. • Por tanto, son dispositivos de deplexión (“depletion”) y conducen corriente sin actuar eléctricamente en la puerta. • Diferencias: - El canal de un MESFET o de un JFET está compuesto por los electrones de una zona N. En las zonas N hay iones positivos del donador. La atracción de estos iones a los electrones dificulta su movilidad. - El canal de un HEMT está compuesto por un gas bidireccional de electrones (“ 2 D gas”). Este gas se forma en la unión de dos semiconductores distintos. La movilidad de los electrones del gas no está dificultada por iones positivos del donador. G Símbolo ATE-UO DCEC amp 16 D S

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (III) • ¿Cómo se origina el “

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (III) • ¿Cómo se origina el “ 2 D gas”? • Es necesario que el “Nivel de Fermi” esté en la “Banda de Conducción”. Esto ocurre en “heterouniones” correctamente diseñadas (“ingeniería de bandas”). Sem 1 N + Sem 2 P “ 2 D-gas”: Nivel de Fermi en la banda de conducción n EF p ATE-UO DCEC amp 17

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (IV) Contactos metálicos para hacer circular corriente

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (IV) Contactos metálicos para hacer circular corriente por el 2 D-gas N+ Sem 1 + N+ Sem 2 IB > 0 VB 2 D-gas Es la base de los HEMTs EF ATE-UO DCEC amp 18

Al. Ga. As El HEMT de Al. Ga. As-Ga. As (I) N Metal Al.

Al. Ga. As El HEMT de Al. Ga. As-Ga. As (I) N Metal Al. Ga. As S Al. Ga. As G N+ Al. Ga. As D N+ Ga. As (sin dopar) 2 D-gas EF Ga. As (semiaislante) Al. Ga. As (sin dopar) El 2 D gas se forma en una zona sin iones de dopante Þ alta movilidad ATE-UO DCEC amp 19

El HEMT de Al. Ga. As-Ga. As (II) Resumen: • Es una especie de

El HEMT de Al. Ga. As-Ga. As (II) Resumen: • Es una especie de JFET (MESFET) con un canal muy conductor (formado por un “gas bidimensional de electrones”). • Polarizando inversamente la fuente se puede disminuir (e incluso eliminar) el 2 D-gas. S Zona de transición N+ G + + + + Ga. As (sin dopar) Ga. As (semiaislante) D N+ Sin polarizar la puerta EF Polarizando inversamente la puerta EF ATE-UO DCEC amp 20

El HEMT de Al. Ga. N-Ga. N S Zona de transición N+ Al. Ga.

El HEMT de Al. Ga. N-Ga. N S Zona de transición N+ Al. Ga. N (sin dopar) G + + + + + Ga. N Substrato: Si, Si. C o zafiro Algunos fabricantes: ATE-UO DCEC amp 21 D N+ “ 2 D-gas”

Ejemplo de HEMT de Al. Ga. N-Ga. N (I) ATE-UO DCEC amp 22

Ejemplo de HEMT de Al. Ga. N-Ga. N (I) ATE-UO DCEC amp 22

Ejemplo de HEMT de Al. Ga. N-Ga. N (II) Alta resistencia térmica Muy alta

Ejemplo de HEMT de Al. Ga. N-Ga. N (II) Alta resistencia térmica Muy alta máxima temperatura de unión Baja potencia Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente. Además, dispositivo de deplexión. Puerta no aislada ATE-UO DCEC amp 23

Comparación de capacidades parásitas de MOSFETs de Si y HEMTs de Al. Ga. N-Ga.

Comparación de capacidades parásitas de MOSFETs de Si y HEMTs de Al. Ga. N-Ga. N MOSFET, PD = 278 W (@25ºC), VDS_max = 70 V, 470 -860 MHz HEMT, PD = 14 W (@25ºC), VDS_max = 84 V, 3, 3 -3, 9 GHz ATE-UO DCEC amp 24

Tensiones de polarización en función del tipo de transistor MOSFET (acumulación) BJT i. C

Tensiones de polarización en función del tipo de transistor MOSFET (acumulación) BJT i. C i. D Clase A 0, 7 V v. BE 0 Clase B B HEMT (deplexión) » 3 V 0 v. GS Clase B C Usaremos este transistor en los dibujos de los circuitos v. GS 0 » -3 V D D G G E Clase B S S ATE-UO DCEC amp 25

Circuito básico de un amplificador de RF Clase A LCH Polarización + i. C

Circuito básico de un amplificador de RF Clase A LCH Polarización + i. C + i. RL Rg + Q 1 - v. CE CAC - RL VCC + - v. RL • La bobina LCH debe presentar una impedancia mucho mayor que RL a la frecuencia de trabajo. ATE-UO DCEC amp 26 • El condensador CAC debe presentar una impedancia mucho menor que RL a la frecuencia de trabajo.

Consideraciones generales de los circuitos en régimen permanente • El valor medio de la

Consideraciones generales de los circuitos en régimen permanente • El valor medio de la tensión en una bobina es cero. • El valor medio de la corriente por un condensador es cero. El valor medio de v. LCH es 0 + v. LCH El valor medio de i. RL es 0 - El valor medio de v. RL es 0 i. C + + + i. RL El valor medio de v. CAC es VCC (Kirchhoff) El valor medio de v. CE es VCC (Kirchhoff) LCH v. CAC Q 1 Como la impedancia de CAC es muy pequeña, la tensión sobre él es constante e igual a VCC. - - - CAC v. CE R L VCC + - v. RL ATE-UO DCEC amp 27

Amplificador de RF de potencia Clase A (I) Circuito equivalente al básico LCH VCC

Amplificador de RF de potencia Clase A (I) Circuito equivalente al básico LCH VCC + - i. C VCC Q 1 - VCC i. C + i. RL v. CE + RL RL Q 1 - i. RL v. CE En ambos casos: • Toda la componente de alterna de i. C circula por la carga. • En la bobina, obviamente, no se disipa potencia. ATE-UO DCEC amp 28

Amplificador de RF de potencia Clase A (II) • Otra posibilidad de realización, pero

Amplificador de RF de potencia Clase A (II) • Otra posibilidad de realización, pero con un grado de libertad más: RL i. C 1: n i. RL + Q 1 - Lm Es como el caso anterior: VCC i. C + VCC v. CE RL ’ Q 1 - i. RL’ v. CE RL’ = RL/n 2 i. RL’ = i. RL·n • Toda la componente de alterna de i. C circula por la carga. (modificada por la relación de transformación del transformador) • En el transformador, obviamente, no se disipa potencia. ATE-UO DCEC amp 29

Amplificador de RF de potencia Clase A (III) Circuito de estudio LCH RL IB

Amplificador de RF de potencia Clase A (III) Circuito de estudio LCH RL IB VCC i. C + Q 1 i. C Recta de carga en continua - i. RL v. CE Recta de carga en alterna con pendiente -1/RL VCC v. CE Punto de trabajo ¿Cómo debe elegirse el punto de trabajo para obtener el máximo rendimiento posible? ATE-UO DCEC amp 30

Amplificador de RF de potencia Clase A (IV) Recta de carga en continua i.

Amplificador de RF de potencia Clase A (IV) Recta de carga en continua i. C IB La componente de alterna en el transistor es la misma que en la carga i. C 1 v. CE VCC PRF = (i. C 1·RL)2/(2·RL) PCC = i. C 1·VCC VCC+i. C 1·RL t h = PRF/PCC = i. C 1·RL/(2·VCC) El máximo valor de i. C 1·RL es i. C 1·RL = VCC y por tanto hmax = 1/2 = 50%. Éste es el límite teórico superior. ¡Es bastante bajo! ATE-UO DCEC amp 31

Amplificador de RF de potencia Clase A (V) • Situación con la máxima señal

Amplificador de RF de potencia Clase A (V) • Situación con la máxima señal que se puede manejar: i. C Recta de carga en continua 2 i. C 1 IB i. C 1=VCC/RL hmax = 50%. v. CE t ¿Cuál es el rendimiento cuando la señal es no es la máxima posible? VCC 2 VCC t ATE-UO DCEC amp 32

Amplificador de RF de potencia Clase A (VI) • Situación con señal menor que

Amplificador de RF de potencia Clase A (VI) • Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar: 2·VCC/RL i. C Recta de carga en continua IB Di. C Pend. -1/RL v. CE t VCC PRF = (Dv. CE)2/(2·RL) PCC = VCC 2/RL h = PRF/PCC = 0, 5·(Dv. CE/VCC)2 t 2 VCC Dv. CE ATE-UO DCEC amp 33

Amplificador de RF de potencia Clase A (VII) • Esta situación es la habitual

Amplificador de RF de potencia Clase A (VII) • Esta situación es la habitual en las comunicaciones modernas. v. RL 2·VCC/RL i. C Di. C (t) OFDM t VCC t v. CE 2 VCC OFDM t VCC t ATE-UO DCEC amp 34 v. CE Dv. CE (t) • Durante mucho tiempo el cociente Dv. CE/VCC es muy pequeño. • El rendimiento medio es muy bajo.

Amplificador de RF de potencia Clase A con circuito resonante paralelo en el colector

Amplificador de RF de potencia Clase A con circuito resonante paralelo en el colector Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF • Circuito básico: C L Polarización VCC + - i. C + + + i. RL Rg Q 1 • El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF - VCC v. CE RL - v. RL i. C t 360º ATE-UO DCEC amp 35

Amplificador Clase B con un único transistor Circuito básico Circuito resonante a la frecuencia

Amplificador Clase B con un único transistor Circuito básico Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF C L Polarización VCC + - i. C + + + i. RL Rg Q 1 • El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF - VCC v. CE RL - v. RL i. C 180º ATE-UO DCEC amp 36

Análisis del amplificador Clase B (I) VCC + - i. C - VCC v.

Análisis del amplificador Clase B (I) VCC + - i. C - VCC v. CE v. RL - v. RL RL Equivalente i. C + + i. RL RL Q 1 i. C - v. CE VCC i. C 180º i. C L i. RL + C RL - Q 1 L + L C - C v. RL Equivalente (salvo cálculos que impliquen a VCC y al transistor) ATE-UO DCEC amp 37

Análisis del amplificador Clase B (II) • Circuitos equivalentes: i. Cpico L 180º i.

Análisis del amplificador Clase B (II) • Circuitos equivalentes: i. Cpico L 180º i. Cca RL i. Cpico(1 -1/p) i. Cpico/p - v. RL + C 180º IC + C i. Cca IC i. C L RL - v. RL No genera tensión en la carga (debido a la presencia de L) ATE-UO DCEC amp 38

Análisis del amplificador Clase B (III) i. Cca i. Cpico(1 -1/p) 180º i. Cca(wt)

Análisis del amplificador Clase B (III) i. Cca i. Cpico(1 -1/p) 180º i. Cca(wt) = i. Cca 1 i. Cpico/2 L i. RL(wt) i. Cca(wt) i. RL(wt) C + Armónicos + i. Cca 1 Arm. v. RL - C + L RL v. RL - R L Los armónicos se cortocircuitan por el condensador i. Cca 1 (wt) = (i. Cpico/2)·sen(wt) v. RL(wt) = RL·i. RL(wt) = -RL·i. Cca 1(wt) v. RL(wt) = -RL·(i. Cpico/2)·sen(wt) ATE-UO DCEC amp 39 i. Cca 1 i. Cpico/2 i. RL RL + - v. RL

Análisis del amplificador Clase B (IV) • Calculamos ahora las magnitudes eléctricas en el

Análisis del amplificador Clase B (IV) • Calculamos ahora las magnitudes eléctricas en el transistor: Llamamos vce a la componente de alterna de v. CE. Entonces se cumple: C L vce(wt) = -(RL /2)·i. Cpico·sen(wt) VCC + - i. C + i. RL Q 1 vce(wt) = v. RL(wt) = -RL·(i. Cpico/2)·sen(wt) Þ - Entre 0º y 180º: i. C = i. Cpico·sen(wt) + v. CE v. RL i. C VCC - i. Cpico Por trabajar en Clase B, la corriente por el colector del transistor vale: RL Entre 180º y 360º: i. C = 0 Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: vce(wt) = -(RL /2)·i. C 180º ATE-UO DCEC amp 40

Análisis del amplificador Clase B (V) Partimos de: vce(wt) = -(RL /2)·i. C L

Análisis del amplificador Clase B (V) Partimos de: vce(wt) = -(RL /2)·i. C L Dv. CE = i. Cpico·RL/2 VCC + - i. C Q 1 Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: C + i. RL + - - v. CE v. RL i. C VCC RL 2·VCC/RL Recta de carga en continua i. Cpico Punto de trabajo i. Cpico 180º ATE-UO DCEC amp 41 IB Pendiente -2/RL Pendiente 0 wt VCC 180º wt Dv. CE

Análisis del amplificador Clase B (VI) • Conclusión: i. Cpico 180º wt vce (=

Análisis del amplificador Clase B (VI) • Conclusión: i. Cpico 180º wt vce (= v. RL) Dv. CE L VCC + v. RL v + CE Dv. CE VCC Q 1 VCC + i. C wt v. CE C - RL Dv. CE = i. Cpico·RL/2 wt ATE-UO DCEC amp 42

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (I) 2·VCC/RL Recta de carga en

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (I) 2·VCC/RL Recta de carga en continua i. C IB Pendiente -2/RL i. Cpico Punto de trabajo i. Cpico/p Pendiente 0 wt VCC 180º PRF = (Dv. CE)2/(2·RL) = (i. Cpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·i. Cpico/p h = PRF/PCC = i. Cpico·RL·p/(8·VCC) wt Dv. CE = i. Cpico·RL/2 El máximo valor de i. Cpico es i. Cpico_max = 2·VCC/RL y por tanto: hmax = p/4 = 78, 5% ¡Ha mejorado notablemente! ATE-UO DCEC amp 43

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (II) • Situación con la máxima

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (II) • Situación con la máxima señal que se puede manejar: 2·VCC/RL i. C Recta de carga en continua IB v. CE wt VCC 180º hmax = p/4 = 78, 5% 2·VCC wt ATE-UO DCEC amp 44

Cálculo de la potencia máxima disipada en el transistor en Clase B, PTr_max PRF

Cálculo de la potencia máxima disipada en el transistor en Clase B, PTr_max PRF = (i. Cpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·i. Cpico/p 2·VCC/RL i. C Recta de carga en continua IB PTr = PCC - PRF Þ PTr = VCC·i. Cpico/p - (i. Cpico·RL)2/(8·RL) PTr tiene un máximo en: i. Cpico_PTmax = 4·VCC/(p·RL) Nótese que: i. Cpico_PTmax < i. Cpico_max = 2·VCC/RL i. Cpico/p wt 180º VCC (el máximo está dentro del intervalo de valores posibles de i. Cpico) Como la potencia máxima de RF es: Por tanto, la potencia máxima disipada en el transistor es: PRF_max = VCC 2/(2·RL) PTr_max = 2·VCC 2/(p 2·RL) ATE-UO DCEC amp 45 v. CE PRF_max = (i. Cpico_max·RL)2/(8·RL) Þ Entonces: PTr_max = 4·PRF_max/p 2 = 0, 405·PRF_max

Comparación entre Clase A y Clase B (I) i. C Clase A i. Cpico

Comparación entre Clase A y Clase B (I) i. C Clase A i. Cpico wt i. C Clase B i. Cpico vce (= v. RL) wt 180º Ambas Clases Dv. CE wt v. CE Ambas Clases Dv. CE VCC wt Clase A: • Dv. CE = i. Cpico·RL • hmax = 50% Clase B: • Dv. CE = i. Cpico·RL/2 • hmax = 78, 5% • Mitad de ganancia que en Clase A ATE-UO DCEC amp 46

Comparación entre Clase A y Clase B (II) i. C Pendiente -1/RL Clase A

Comparación entre Clase A y Clase B (II) i. C Pendiente -1/RL Clase A Punto de trabajo estático VCC i. C v. CE C L VCC + - + i. C v. RL v + CE Clase B Pendiente -2/RL Punto de trabajo estático Q 1 VCC - RL - Pendiente 0 VCC v. CE ATE-UO DCEC amp 47

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (I) Polarización

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (I) Polarización Q 1 Rg + - + i. RL v. CE 1 RL VCC + - v. RL v. CE 2 + Q 2 i. C 1 RL’ = RL/n 2 i. C 2 1: 1: n ATE-UO DCEC amp 48

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (II) i.

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (II) i. B 1 180º • Idea básica: cada transistor amplifica media senoide. • La senoide se recompone ya amplificada en el transformador de salida. i. B 1 Q 1 + - i. C 1 v. CE 1 i. RL i. C 1 i. RL + 180º VCC i. B 2 180º Q 2 + i. B 2 v. CE 2 i. C 2 180º v. RL RL 1: 1: n ATE-UO DCEC amp 49

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (III) •

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (III) • Se conoce desde hace mucho tiempo. • Se usaba en baja frecuencia (audio), incluso con válvulas termoiónicas. • Se puede hacer trabajar en Clase A, Clase B o Clase AB. • Muy alta linealidad en Clase A. • Puede trabajar en Clase B y banda ancha. • En RF se usa frecuentemente en HF (hasta 30 MHz). En algunas ocasiones hasta en VHF (está limitado por el material del núcleo de los transformadores). • Puede manejar potencias mayores (dos transistores) que en los otros casos. • El rendimiento del Push-Pull está determinado por la clase: - 50 % en Clase A. - 78, 5 % en Clase B. ATE-UO DCEC amp 50

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (I) +VCC A la

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (I) +VCC A la base del transistor Polarización R D P LCH C i. B Clase A VBE 0 Clase B A la base del transistor • Sobra en el caso del Push-Pull. • El ajuste se realiza para una determinada corriente de colector en reposo (sin señal): fuerte en Clase A y débil en Clase B. ATE-UO DCEC amp 51

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (II) • Introduciendo algún

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (II) • Introduciendo algún tipo de realimentación para estabilizar el punto de trabajo: +VCC i. C R D * P LCH Rg + Q 1 * C • Ambos componentes se montan en el mismo radiador (muy juntos). • Esto facilita la estabilidad del punto de trabajo (diapositiva siguiente). ATE-UO DCEC amp 52

+VCC Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (III) • Por

+VCC Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (III) • Por simplicidad en la explicación, supongamos que el potenciómetro está en la posición superior: R i. D + v. D *D LCH i. B Q 1 + P v. BE Diodo frío y transistor frío Diodo frío y transistor caliente i. B, i. D i. B-T 2 * Diodo caliente y transistor caliente i. B, i. D - i. B, i. D i. B-T 1 i. B-T 2 i. D-T 1 v. BE v. D-T 1 = v. BE-T 2 v. BE v. D-T 2 = v. BE-T 2 ATE-UO DCEC amp 53

Ejemplo de esquema real de amplificador de potencia con transistores bipolares (obtenidos del ARRL

Ejemplo de esquema real de amplificador de potencia con transistores bipolares (obtenidos del ARRL Handbook 2001) • Amplificador lineal Clase B en Push-Pull: Push-Pull Filtro pasa-bajos Polarización ATE-UO DCEC amp 54

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (I) • Polarización fija

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (I) • Polarización fija (sin realimentación para corregir variaciones no deseadas del punto de trabajo): +VCC i. D R 1 D Rg R 2 P C + G + S Q 1 v. GS - • Hace falta tensión positiva puerta-fuente (son de “acumulación”). • El ajuste del potenciómetro se realiza para una determinada corriente de drenador en reposo: fuerte en Clase A y débil en Clase B. ATE-UO DCEC amp 55

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (II) • Ejemplo con

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (II) • Ejemplo con el MRF 150: Red de entrada Red de salida ATE-UO DCEC amp 56

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (I) • Polarización fija

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (I) • Polarización fija (sin realimentación para corregir variaciones no deseadas del punto de trabajo): -VG Rg RP C + i. D D G + v. GS Q 1 S - • Hace falta tensión negativa puerta-fuente (son de “deplexión”). • La selección de -VG se realiza para una determinada corriente de drenador en reposo (fuerte en Clase A y débil en Clase B). ATE-UO DCEC amp 57

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (II) • Ejemplo con

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (II) • Ejemplo con el CGH 35030 F: • Alimentación de Drenador a 28 V • Alimentación de Puerta a -10 V ATE-UO DCEC amp 58

Circuitos de polarización en Clase A con regulación de la corriente de drenador (o

Circuitos de polarización en Clase A con regulación de la corriente de drenador (o colector) • En clase A, el valor medio de la corriente de drenador (o colector) está fijado por la polarización. • Existen circuitos para intentar garantizar que esta corriente no varíe mucho al variar la temperatura. i. D Clase A i. D_med t • Opciones: • Polarización con resistencia en drenador (o colector). • Polarización activa en el drenador (o colector). • Polarización con resistencia en drenador-puerta (o colector-base). • Polarización activa en la puerta (o en la base). ATE-UO DCEC amp 59

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (I) • La corriente de drenador depende

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (I) • La corriente de drenador depende de la tensión de alimentación (el transistor no se comporta como una fuente de corriente ideal). • Cuando la corriente media de drenador i. D_med aumenta, la tensión efectiva de alimentación v. CC 2 disminuye, por lo que tiende a disminuir i. D_med. • Desgraciadamente, el rendimiento disminuye. • Se pueden llegar a suprimir C 2 e incluso L 1, empeorando el rendimiento aún más. v. CC 2 + - L 1 C 2 i. D_med D +VG RP G + v. GS C 1 ATE-UO DCEC amp 60 RD - S Q 1 VCC 1

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (II) +VG L 1 RP RD RP

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (II) +VG L 1 RP RD RP i. D_med D G + v. GS - S Q 1 +VG RD i. D_med D VCC 1 G + S Q 1 VCC 1 v. GS • Como en los circuitos de baja frecuencia. • Rendimiento máximo posible muy bajo. ATE-UO DCEC amp 61

Polarización activa en el drenador (o colector) (I) • Se basa en colocar una

Polarización activa en el drenador (o colector) (I) • Se basa en colocar una fuente de corriente en el drenador ID. • Se cumple: i. D_med = ID. • Esta fuente de corriente se construye como un espejo de corriente asimétrico (espejo de corriente con degeneración de emisor o fuente Widlar con dos resistencias). • Desgraciadamente, el rendimiento también disminuye. +VG L 1 C 2 ID i. D_med RP D G + v. GS ATE-UO DCEC amp 62 S Q 3 VCC 1

Espejo de corriente con degeneración de emisor • La corriente de referencia IC 1

Espejo de corriente con degeneración de emisor • La corriente de referencia IC 1 vale: IC 1 » (VCC-0, 6)/(R 1 +RC) R 1 VCC Q 1 RC IC 1 R 2 Q 2 IC 2 Dipolo Eléctrico • Usando el modelo de Ebers-Moll en zona activa se obtiene IC 2: IC 2 » IC 1·R 1/R 2 + VT·ln[(IS 2·IC 1/(IS 1·IC 2)]/R 2, donde: - VT = 26 m. V a temperatura ambiente. Is 1 y IS 2 son las corrientes inversas de saturación de los transistores (véase ATE-UO Trans 28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos). • Si 10 -2 < R 1/R 2 < 102, entonces: IC 2 » IC 1·R 1/R 2 ATE-UO DCEC amp 63

Polarización activa en el drenador (o colector) (II) IC 1 ID » IC 1·R

Polarización activa en el drenador (o colector) (II) IC 1 ID » IC 1·R 1/R 2 Q 1 RC R 1 ID R 2 Q 2 +VG L 1 C 2 i. D_med RP D G + S VCC 1 Q 3 v. GS ATE-UO DCEC amp 64

Polarización con resistencia en drenador-puerta (I) • Es exactamente la misma situación del circuito

Polarización con resistencia en drenador-puerta (I) • Es exactamente la misma situación del circuito de polarización para baja frecuencia mostrado en la diapositiva ATE-UO Trans 151 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”: v. CC 2 + - L 1 C 1 RG 1 i. D_med D G + RG 2 RD v. GS - S Q 1 VCC 1 ATE-UO Trans 151 ATE-UO DCEC amp 65

Polarización con resistencia en drenador-puerta (II) • Otras posibilidades: RD L 2 RG 1

Polarización con resistencia en drenador-puerta (II) • Otras posibilidades: RD L 2 RG 1 D G + RG 2 L 1 i. D_med S Q 1 VCC 1 RG 1 • Sin condensador de desacoplo. i. D_med D G + S Q 1 VCC 1 v. GS - RD RG 2 - • Sin bobina de choque de carga. ATE-UO DCEC amp 66

Polarización activa en la puerta (I) • Se realimenta información de la corriente media

Polarización activa en la puerta (I) • Se realimenta información de la corriente media de drenador y se actúa en puerta para que ésta sea constante: v. CC 2 RG 1 + VG - C 2 + L 2 D L 1 + RG 2 ID RD i. D_med G C 1 Ref S Q 1 VCC 1 v. GS ATE-UO DCEC amp 67

Polarización activa en la puerta (II) IC 1 R 1 D RC Q 2

Polarización activa en la puerta (II) IC 1 R 1 D RC Q 2 IC 2 v. BE+R v. BE 2 + + ID C 2 RD L 2 • La corriente de IC 1 vale: IC 1 » (VCC 1 - 0, 6)/(R 1 + RC) • Se cumple: v. BE+R = 0, 6 + R 1·IC 1 = cte. v. BE+R = v. BE 2 + RD·ID = cte. • Si crece ID, decrece v. BE 2. RG 1 C 1 + VG - D L 1 G + v. GS RG 2 - S Q 1 • Si decrece v. BE 2, decrece IC 2. VCC 1 • Si decrece IC 2, decrece VG. • Por tanto, decrece ID. • Como v. BE 2 no es muy diferente de 0, 6 V, entonces: ID » IC 1·R 1/RD. ATE-UO DCEC amp 68

Polarización activa en el drenador con HEMT • La única diferencia es la tensión

Polarización activa en el drenador con HEMT • La única diferencia es la tensión negativa en puerta (deplexión): IC 1 Q 1 ID » IC 1·R 1/R 2 RC R 1 ID R 2 Q 2 -VG RP L 1 C 2 VCC 1 D G Q 3 S ATE-UO DCEC amp 69

Polarización activa en la puerta con HEMT • La única diferencia vuelve a ser

Polarización activa en la puerta con HEMT • La única diferencia vuelve a ser la tensión negativa en puerta: IC 1 R D 1 RC ID » IC 1·R 1/RD ID Q 2 -VPG RG 2 L 2 RG 1 C 1 RD C 2 L 1 D G + v. GS Q 1 VCC 1 S ATE-UO DCEC amp 70

Amplificadores Clase C (I) ¿Se puede alcanzar un rendimiento máximo teórico mayor que el

Amplificadores Clase C (I) ¿Se puede alcanzar un rendimiento máximo teórico mayor que el 78, 5%? ¿Qué hay que sacrificar? • Circuito básico: C L Polarización VCC + - i. C + i. RL Rg + i. C < 180º ATE-UO DCEC amp 71 Q 1 Circuito resonante - v. CE RL VCC + - v. RL Hay que conseguir ángulos de conducción pequeños

Amplificadores Clase C (II) ¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º con

Amplificadores Clase C (II) ¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º con BJTs? i. C i. B Rg vg + VB + + vg v. BE - VB+vg. BE v. CE wt - vg. BE r. BE i. B f. C Relaciones entre variables: • vg = Vg_pico·sen(wt) • Si (p-f. C)/2 < wt < (p+f. C)/2, i. B = wt Vg_pico·sen(wt) – (VB + vg. BE) • Si wt < (p-f. C)/2 o wt > (p+f. C)/2, i. B = 0 Rg+r. BE ATE-UO DCEC amp 72

Amplificadores Clase C (III) • Realización física con BJTs: VB + i. B Rg

Amplificadores Clase C (III) • Realización física con BJTs: VB + i. B Rg RB i. C CB + + + vg v. BE - v. CE vg. BE r. BE • Como vg = Rg·i. B + VB + vg. BE + r. BE·i. B Þ Pequeña ganancia, ya que parte de vg se pierde para generar VB. ATE-UO DCEC amp 73

Amplificadores Clase C (IV) • Realización física con MOSFETs: R 2 (>>Rg) +VCC R

Amplificadores Clase C (IV) • Realización física con MOSFETs: R 2 (>>Rg) +VCC R 1 D Rg P C 1 i. D + + VG G Q 1 S vg VTH - VG vg wt • Para trabajar en Clase C hay que elegir VG menor que la tensión umbral del MOSFET, VTH. ATE-UO DCEC amp 74 i. D f. C wt

Análisis del amplificador Clase C (I) • Si (p-f. C)/2 < wt < (p+f.

Análisis del amplificador Clase C (I) • Si (p-f. C)/2 < wt < (p+f. C)/2, entonces: i. B = Vg_pico·sen(wt) – (VB + vg. BE) Rg+r. BE • Haciendo i. B = 0, se obtiene: f. C = 2·arcos[(VB + vg. BE)/Vg_pico ] • Y por consiguiente: i. B = [sen(wt) – cos(f. C/2)]·Vg_pico/(Rg+r. BE) • Por tanto, ic vale en (p-f. C)/2 < wt < (p+f. C)/2: i. C = [sen(wt) – cos(f. C/2)]·b·Vg_pico/(Rg+r. BE) i. Cpico fc ATE-UO DCEC amp 75 • El valor de pico de ic vale: i. Cpico = [1 – cos(f. C/2)]·b·Vg_pico/(Rg+r. BE) • Es decir: sen(wt) – cos(f. C/2) i. C = i. Cpico· 1 – cos(f. C/2)

Análisis del amplificador Clase C (II) (no demostrado) i. C = i. Cpico· sen(wt)

Análisis del amplificador Clase C (II) (no demostrado) i. C = i. Cpico· sen(wt) – cos(f. C/2) 1 – cos(f. C/2) i. Cpico sen(f. C/2) – (f. C/2)·cos(f. C/2) • Componente de continua: IC =. p 1 – cos(f. C/2) i. Cpico f. C– senf. C • Primer armónico: i. Cca 1(wt) =. ·sen(wt) 2 p 1 – cos(f. C/2) • Resto de armónicos • La componente de continua se cortocircuita en la bobina • Los armónicos se IC cortocircuitan por el condensador ATE-UO DCEC amp 76 + C i. Cca 1 Arm. i. C L RL - v. RL

Análisis del amplificador Clase C (III) Circuito equivalente de alterna i. Cpico f. C–

Análisis del amplificador Clase C (III) Circuito equivalente de alterna i. Cpico f. C– senf. C i. Cca 1(wt) = · ·sen(wt) 2 p 1 – cos(f. C/2) • Por tanto: i. Cca 1(wt) t i. Cca 1(wt) RL + - v. RL vce(wt) = v. RL(wt) = -RL·i. Cca 1(wt) i. Cpico f. C– senf. C vce(wt) = -RL· sen(wt) · 2 p 1 – cos(f. C/2) Es decir: vce(wt) = - RL · f. C– senf. C 2 p 1 – cos(f. C/2) i. Cpico·sen(wt) RL ’ Dv. CE = - RL’·i. Cpico RL f. C– senf. C siendo: RL’ = · 2 p 1 – cos(f. C/2) ATE-UO DCEC amp 77

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (I) • PRF = (Dv. CE )2/(2·R

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (I) • PRF = (Dv. CE )2/(2·R L) = (i. Cpico·RL siendo: IC = • PCC = VCC·IC • h = PRF/PCC Þ ’)2/(2·R L) RL f. C– senf. C siendo: RL’ = · 2 p 1 – cos(f. C/2) sen(f. C/2) – (f. C/2)·cos(f. C/2) p·[1 – cos(f. C/2)] h = PRF/PCC = ·i. Cpico·RL’·[f. C– senf. C] 4·VCC·[sen(f. C/2) – (f. C/2)·cos(f. C/2)] • Luego h crece con i. Cpico. Calculamos el valor máximo: i. Cpico_max = Dv. CE_max/RL’ = VCC/RL’, ya que Dv. CE_max = VCC • Por tanto: hmax = [f. C– senf. C] 4·[sen(f. C/2) – (f. C/2)·cos(f. C/2)] ATE-UO DCEC amp 78

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (II) • Representación gráfica de hmax: •

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (II) • Representación gráfica de hmax: • Rectas de carga y magnitudes eléctricas con la máxima señal que se puede manejar: Clase C (ejempl. ) Clase B i. C Clase A IB i. Cpico max Pendiente -1/RL’ IC v. CE 0 wt Pendiente -1/[RL’·(1 – cos(f. C/2)] p-f. C 2 f. C (no demostrado) wt ATE-UO DCEC amp 79 2·VCC Dv. CE

Resumen de características de los amplificadores Clase C Linealidad: Baja. Rendimiento máximo: Alto, 80

Resumen de características de los amplificadores Clase C Linealidad: Baja. Rendimiento máximo: Alto, 80 -90 % (ideal). Ganancia: Baja. Impedancia de entrada: Muy no lineal. Corriente de colector: Picos altos y estrechos. Ancho de banda: Pequeño. Uso: Amplificación de señales “todo-nada” (ASK) o señales con modulación de ángulo. ATE-UO DCEC amp 80

Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (I) El transistor trabaja “casi”

Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (I) El transistor trabaja “casi” en conmutación C L Circuito resonante de alto Q + i. C - v. CE VCC - + i. RL VCC RL i. C VCC + C L RL + - v. RL - • El circuito resonante resuena libremente y repone la energía que transfiere a la carga en los periodos de conducción del transistor. • El valor de pico de la tensión de salida es aproximadamente el valor de la tensión de alimentación: v. RL = VCC·sen(wt) ATE-UO DCEC amp 81 v. RL • El rendimiento es bastante alto.

Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (II) Modulador de amplitud -

Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (II) Modulador de amplitud - Amplificador de potencia de BF vtr + + i. C + Q 1 ATE-UO DCEC amp 82 vtr VCC’ C L i. C VCC’ = VCC+vtr - VCC’ + - v. CC’ v. CC VCC - + v. CE RL - v. RL

El amplificador Clase D con dos transistores (I) Es un amplificador conmutado • Circuito

El amplificador Clase D con dos transistores (I) Es un amplificador conmutado • Circuito básico simplificado: +VCC El valor medio de v. RL es 0 (el valor medio de i. RL es 0 por estar en serie con un condensador) i. C 1 Q 1 i. RL+ v. CAC i. C 2 + + ATE-UO DCEC amp 83 - - CAC - + VCC/2 v. Q 2 El valor medio de v. Q 2 es VCC/2 (conduce la mitad del periodo) RL - El valor medio de v. CAC es VCC/2 (Kirchhoff) v. RL = v. Q 2 – VCC/2 v. Q 2 VCC v. RL VCC/2 -VCC/2

El amplificador Clase D con dos transistores (II) • Con señales moduladas PWM (I)

El amplificador Clase D con dos transistores (II) • Con señales moduladas PWM (I) v. Q 2 VCC v. A VCC/2 +VCC i. C 1 -VCC/2 Q 1 i L VCC/2 A + i. C 2 + Q 2 v. Q 2 - - v. RL L + + - v. A C Filtro pasa-bajos RL - v. RL Hay un problema con i. L ATE-UO DCEC amp 84

El amplificador Clase D con dos transistores (III) • Con señales moduladas PWM (II)

El amplificador Clase D con dos transistores (III) • Con señales moduladas PWM (II) • El problema está en el comportamiento inductivo de la entrada del filtro. • Debido a él, i. L ¹ 0 cuando se apaga uno de los transistores. Esa corriente no la puede conducir el otro transistor, porque es corriente inversa para él. +VCC i. C 1 Q 1 i. L VCC/2 + i. C 2 L - + Q 2 v. Q 2 ATE-UO DCEC amp 85 • Ejemplo: Conducía Q 1 Þ i. C 1 > 0 y i. L > 0. Cesa la conducción de Q 1 Þ i. C 1 = 0 y i. L > 0. Debería ser i. C 2 = -i. L, pero esto no es posible en un transistor bipolar. • Soluciones: Diodos de libre circulación en paralelo con los transistores (los MOSFETs siempre los tienen como diodo parásito, pero suelen ser lentos). Filtros de entrada resistiva (diplexores).

El amplificador Clase D con dos transistores (IV) • Con señales moduladas PWM (III)

El amplificador Clase D con dos transistores (IV) • Con señales moduladas PWM (III) +VCC i. C 1 • Ejemplo anterior: Conducía Q 1 Þ i. C 1 > 0 y i. L > 0. Cesa la conducción de Q 1 Þ i. C 1 = 0 y i. L = i. D 2 > 0. i. D 1 v. A D 1 i. L Q 1 + i. C 2 Q 2 ATE-UO DCEC amp 86 VCC/2 - A i. D 2 - VCC/2 L -VCC/2 + + v. A v. RL C RL - v. RL

El amplificador Clase D con dos transistores (V) Con señales sin modular en PWM

El amplificador Clase D con dos transistores (V) Con señales sin modular en PWM (I) • Circuito básico: +VCC i. C 1 i. L i. D 1 v. RL D 1 i. L Q 1 + i. C 2 Q 2 VCC/2 - CAC i. D 2 A C L + + - Filtro v. A pasa-banda v. A RL VCC/2 -VCC/2 ATE-UO DCEC amp 87 - v. RL

El amplificador Clase D con dos transistores (VI) Con señales sin modular en PWM

El amplificador Clase D con dos transistores (VI) Con señales sin modular en PWM (II) • Los condensadores CAC y C se pueden agrupar en uno: +VCC i. C 1 i. L i. D 1 v. RL i. L Q 1 VCC/2 i. C 2 - + D 2 Q 2 + L C i. D 2 + v. Q 2 - v Q 2 Filtro pasa-banda RL - v. RL VCC ATE-UO DCEC amp 88

El amplificador Clase D con dos transistores (VII) • Cálculo del valor de la

El amplificador Clase D con dos transistores (VII) • Cálculo del valor de la tensión de salida: v. Q 2 VCC/2 = + v. RL Dv. RL + Armónicos Dv. RL = (VCC/2)· 4/p = 2·VCC/p • Luego la tensión de salida es proporcional a la tensión de alimentación Þ Puede usarse como modulador de amplitud. • Menor frecuencia de operación debido a que los transistores trabajan en conmutación y a la presencia de dos transistores en “medio puente” o en “totem pole”. ATE-UO DCEC amp 89

El amplificador Clase D con dos transistores (VIII) • Topología con los dos emisores

El amplificador Clase D con dos transistores (VIII) • Topología con los dos emisores (fuentes) a masa: El “Push-Pull” alimentado en tensión. i. C 1 Dv. RL = n·VCC· 4/p i. C 1 Q 1 i. RL 180º RL + + VCC - Q 2 v. ST Filtro pasa- v. ST i. C 2 banda i. C 2 - v. RL n·VCC Dv. RL 1: 1: n 180º ¡Nunca los dos transistores conduciendo! L C v. RL -n·VCC ATE-UO DCEC amp 90

Conmutación en un amplificador Clase D (I) • Vamos a analizar cómo debe ser

Conmutación en un amplificador Clase D (I) • Vamos a analizar cómo debe ser una buena conmutación en detalle. Como ejemplo analizaremos la apertura de Q 1 y la entrada en conducción de Q 2: +VCC i. Q 1 D 1 i. Q 2 D 2 Q 2 i. D 2 Conducía Q 1 Þ i. Q 1 > 0, i. D 1 = 0, ic 1 = 0, i. L > 0, v. Q 1 = 0 y v. Q 2 = VCC. C 1 i. C 2 ++ v. Q 1 i. L - ++ v. Q 2 - Cesa la conducción de Q 1 (Þ i. Q 1 = 0) y supongamos que i. L > 0. Admitimos que durante el corto proceso de conmutación, i. L no puede cambiar “mucho”. Es muy importante que no pongamos a conducir a Q 2 inmediatamente (Q 2 descargaría a C 2, que está cargado a VCC). Existe, pues, un “tiempo muerto”. La corriente i. L “redistribuye” la carga de los condensadores: Descarga a C 2 y carga a C 1. La tensión v. Q 2 (v. Q 1) baja (sube) en rampa. ATE-UO DCEC amp 91 Cuando v. Q 2 = 0 empieza a conducir D 2 y ya se puede dar orden de conducción a Q 2.

Conmutación en un amplificador Clase D (II) • Formas de onda: Mando de Q

Conmutación en un amplificador Clase D (II) • Formas de onda: Mando de Q 1 +VCC t Mando de Q 2 i. Q 1 D 1 i. Q 2 D 2 Q 2 i. D 2 t C 1 i. C 2 ++ v. Q 1 i. L i. Q 1 i. D 2 - t i. Q 2 ++ v. Q 2 - v. Q 2 t VCC ¡Q 2 empieza a conducir cuando su tensión vale cero desde hace un tiempo! t ATE-UO DCEC amp 92

Conmutación en un amplificador Clase D (III) • Concepto de “conmutación a tensión cero”

Conmutación en un amplificador Clase D (III) • Concepto de “conmutación a tensión cero” (ZVS): - El transistor empieza a conducir cuando su tensión ya era cero (no se hace cero por efecto de empezar a conducir). - Esto no genera pérdidas de conmutación. ¡¡Operar así es muy importante!! ATE-UO DCEC amp 93

Conmutación en un amplificador Clase D (IV) • Condiciones para que ocurra ZVS: Q

Conmutación en un amplificador Clase D (IV) • Condiciones para que ocurra ZVS: Q 1 debe apagarse cuando aún hay corriente positiva por él. Esta corriente (i. L) es la que se encarga de invertir la tensión en los transistores (redistribuir la carga de los condensadores). La corriente i. L debe de invertirse posteriormente, para que se pueda repetir el proceso idénticamente con el otro transistor. ATE-UO DCEC amp 94

Conmutación en un amplificador Clase D (V) • Para que Q 1 tenga corriente

Conmutación en un amplificador Clase D (V) • Para que Q 1 tenga corriente positiva en el momento del apagado no debe haberse completado el ciclo resonante de i. L, lo que implica que la frecuencia de conmutación debe ser algo mayor que la frecuencia de resonancia. • El circuito conmuta “por encima de resonancia”. • Si el circuito trabaja “por debajo de resonancia”, hay importantes problemas: - La corriente i. L cambia de signo cuando Q 1 está en condiciones de conducir. La corriente ya invertida la conduce D 1. - El cambio de tensión en los condensadores se produce al entrar en conducción Q 2. C 1 se carga “traumáticamente” y C 2 se descarga de igual modo (importantes pérdidas). - La salida de conducción de D 1 es también “traumática” (por su recuperación inversa). ATE-UO DCEC amp 95

Conmutación en un amplificador Clase D (VI) • Posibles modos de operación: i. L

Conmutación en un amplificador Clase D (VI) • Posibles modos de operación: i. L v. A • Operación “por debajo de resonancia”. i. L v. A i. Q 1 i. Q 2 • Operación “en resonancia”. i. D 2 i. Q 2 i. D 1 • Operación “por encima de resonancia”, con ZVS. • Este amplificador pasa a ATE-UO DCEC amp 96 ser un amplificador Clase D/E.

Estructura básica del amplificador Clase E • Corriente constante IC por LCH (fuente de

Estructura básica del amplificador Clase E • Corriente constante IC por LCH (fuente de corriente constante tal que IC = PRF/VCC) • Corriente resonante i. L con valor medio nulo. +VCC • Con nivel medio de tensión VCC. Existe una fuerte componente de alterna también. LCH IC i. Q i. D i Cp D Q Cp L C i. L + - + + - v. Q Filtro pasa-banda RL - v. RL • ¡¡Es imprescindible operar con ZVS!! ATE-UO DCEC amp 97

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (I)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (I) +VCC • En modo óptimo, el diodo no conduce nunca. • Cuando la señal de gobierno del transistor lo satura, empieza a conducir, creciendo la corriente “suavemente”. LCH IC i. L i. S i. Q L C 1 - + + i. D i Cp D Q 2 Cp RL + - v. Q - v. RL Control i. L/IC 0 -1 -2 0º 3 2 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º i. S/IC 1 0 -1 0º ATE-UO DCEC amp 98 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (II)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (II) +VCC 3 2 LCH IC i. L i. S i. Q 1 L C + i. D i Cp D Q Cp RL + - v. Q i. S/IC 0 - + Control - v. RL -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º 3 2 1 i. Q/IC i. Cp/IC 0 -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º • La i. S es conducida por el transistor primeramente y por el condensador Cp después. ATE-UO DCEC amp 99

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (III)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (III) +VCC 3 2 LCH IC i. L i. S i. Q 1 L C + i. D i Cp Cp RL + - v. Q i. Cp/IC 0 - + D Q Control - v. RL -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º 4 3 v. Q/VCC 2 1 0 -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º • La tensión v. Q crece “suavemente”, aunque alcanza una tensión considerable. ATE-UO DCEC amp 100

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (IV)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (IV) • Análisis de las conmutaciones: i. Q Q i. Q + - ¡Casi sin pérdidas de conmutación! v. Q Control • La corriente se interrumpe “bruscamente”, pero la tensión crece “suavemente”. • La tensión decrece “suavemente” y la corriente también crece “suavemente”. ATE-UO DCEC amp 101

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (I) • Corriente resonante por la

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (I) • Corriente resonante por la carga: i. L(t) = IL·sen(wst - f). • Corriente i. S: i. S(t) = IL·sen(wst - f) + IC. • Condición de crecimiento suave de la corriente i. S (y, por tanto, i. Q): i. S(0) = IL·sen(-f) + IC = 0, Þ sen(f) = IC / IL. f IL i. S i. Q IL+IC IC • Definimos la corriente i. Q: - Si 0 < t < Ts/2, Þ i. Q(t) = i. S(t). - Si Ts/2 < t < Ts, Þ i. Q(t) = 0 (Ts = 2 p/ws) • Definimos la corriente i. Cp: - Si 0 < t < Ts/2, Þ i. Cp(t) = 0. - Si Ts/2 < t < Ts, Þ i. Cp(t) = i. S(t). • Calculamos la tensión v. Q en Ts/2 < t < Ts: t i. Cp v. Q(t) = (1/Cp) i. Cp(t)·dt. Ts/2 ATE-UO DCEC amp 102

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (II) t v. Q(t) = (1/Cp)

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (II) t v. Q(t) = (1/Cp) i. Cp(t)·dt = -[cos(f) + cos(wst - f) - (wst - p)·sen(f)]·IL / (Cp·ws). Ts/2 • Para que las conmutaciones sean las deseadas Þ v. Q(Ts) = 0 Þ IC = IL·(2/p)·cos(f). • Por tanto: sen(f) = IC / IL cos(f) = (p/2)·IC / IL tg(f) = 2/p • El valor medio de v. Q tiene que ser VCC: Ts (1/Ts) v. Q(t)·dt = VCC = IC / (p·Cp·ws). Ts/2 i. Cp Control • Teniendo en cuenta esto, se puede re-escribir el valor de v. Q: v. Q(t) = p·VCC·[wst - 3 p/2 - (p/2)·cos(wst) - sen(wst)] VCC v. Q (válido en Ts/2 < t < Ts) ATE-UO DCEC amp 103

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (III) • Valores extremos y medios

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (III) • Valores extremos y medios de las magnitudes eléctricas: f = arctg(2/p) = 32, 48º i. S 1, 86·IC IC IL / IC= 1/sen(f) = 1, 86. i. Q_max = i. S_max = 1, 86·IC + IC = 2, 86·IC. ficp=0 = p + 2·f = 244, 96º. i. Q 2, 86·IC i. Q_med = IC v. Q_max = v. Q(ficp=0/ws) = 2·f·p·VCC = 3, 56·VCC. i. Q_med = i. S_med = IC. i. Cp v. Q_med = VCC. • Potencias: 244, 96º PCC = IC·VCC. 3, 56·VCC v. Q PRF = RL·IL 2/2. v. Q_med = VCC ATE-UO DCEC amp 104

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IV) • Como el transistor trabaja

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IV) • Como el transistor trabaja en conmutación sin pérdidas, el rendimiento es, teóricamente, 100%. Por tanto: PCC = PRF Þ PRF = RL·IL 2/2 = IC·VCC. • Procedimiento de diseño en modo óptimo: Datos de partida: ws, PRF y VCC. Calculamos IC: IC = PRF / VCC. Calculamos IL: IL = IC / sen(f) = 1, 86·PRF / VCC. Calculamos RL: RL = 2·PRF / IL 2 = 2·sen 2(f)·VCC 2 / PRF = 0, 57675·VCC 2 / PRF. Calculamos Cp: Cp = IC / (p·VCC·ws) = PRF / (VCC 2·ws·p). • Quedan pendientes dos asuntos: - Cómo deben ser L y C para que f = 32, 48º. - Cómo transformar le valor de RL obtenido en un valor “estándar” (normalmente 50 W). ATE-UO DCEC amp 105

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (V) +VCC • Cálculo de L

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (V) +VCC • Cálculo de L y C para que f = 32, 48º (I): LCH IC v. Q i. L v. CC + Q v. Q Cp + + v. Q 1 VCC 1 er armónico (Fourier) + VCC i. L v. Q 16, 574º v. Q v. CC v. Q 1 1, 639·VCC ATE-UO DCEC amp 106

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VI) • Cálculo de L y

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VI) • Cálculo de L y C para que f = 32, 48º (II): + + v. Q 1 VCC -i. L v. Q 32, 482º 16, 574º - v. Q 1 -i. L f. VI -45º 0º 90º 180º 270º 360º f. VI = 32, 482º + 16, 574º = 49, 056º Luego el circuito sintonizado debe ser inductivo con un desfase de 49, 056º. ATE-UO DCEC amp 107

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VII) • Cálculo de L y

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VII) • Cálculo de L y C para que f = 32, 48º (III): Estudiamos el comportamiento frente al primer armónico: -i. L C Resuena a ws L + -i. L C + v. Q 1 RL - v. RL LR Lind + + RL v. Q 1 • Condición 1ª: Para obtener un desfase tensión corriente de 49, 056º: tg(f. VI) = 1, 1526 = Lind·ws/RL • Condición 2ª: La resonancia de LR y C implica: ws = 1/(LR·C)1/2 ATE-UO DCEC amp 108 -i. L - v. RL Lind + + v. Q 1 RL - v. RL

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VIII) • Cálculo de L y

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VIII) • Cálculo de L y C para que f = 32, 48º (IV): • Condición 3ª: Factor de calidad QL suficientemente alto como para asumir comportamiento senoidal en i. L: QL = L·ws / RL = (LR + Lind)·ws / RL = LR·ws / RL + Lind·ws / RL = = 1 / (C·ws·RL) + 1, 1526 (normalmente QL > 3) Resuena a ws Resumen: C LR Lind C = 1 / [(QL - 1, 1526) ·ws·RL] LR = 1 / (ws 2·C) Lind = 1, 1526·RL / ws RL L = LR + Lind = 1 / (ws 2·C) + 1, 1526·RL / ws ATE-UO DCEC amp 109

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IX) • Uso de una red

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IX) • Uso de una red de adaptación de impedancias: +VCC LCH IC Circuito resonante i. L i. S i. Q Q ATE-UO DCEC amp 110 + - C i. Cp Cp Red de adaptación L Cred + - + Lred v. Q RL ’ - RL Red de adaptación cuando RL < RL’ Lred·ws = [RL·(RL’-RL)]1/2 Lred/Cred = RL·RL’ v. RL

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (X) • En caso de ser

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (X) • En caso de ser RL > RL’: +VCC LCH IC Circuito resonante i. L i. S i. Q Q + - C i. Cp Cp Red de adaptación Lred L Cred RL’ + - v. Q + - RL Lred·ws = [RL’·(RL-RL’)]1/2 Lred/Cred = RL·RL’ ATE-UO DCEC amp 111 v. RL

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (I)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (I) +VCC • En modo sub-óptimo, el diodo D sí conduce. • Para alcanzar este modo, hay que subir la frecuencia. • Como consecuencia f crece. LCH IC i. L i. S i. Q L C 1 - + + i. D i Cp D Q 2 Cp RL + - - v. RL v. Q (el valor de IC es el de f = 32, 48º en todas las gráficas) ATE-UO DCEC amp 112 Control i. L_f=32, 48º/IC 0 -1 -2 0º 3 2 1 i. L_f=48, 72º/IC 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º i. S_f=32, 48º/IC i. S_f=48, 72º/IC 0 -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (II)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (II) 4 i. Q_f=32, 48º/IC 2 i. Cp_f=32, 48º/IC i. Cp_f=48, 72º/IC i. Q_f=48, 72º/IC 0 i. D_f=48, 72º/IC (el valor de IC es el de f = 32, 48º en todas las gráficas) -2 0º 90º 180º 270º 360º • La i. S es conducida por el diodo D primeramente, después por el transistor Q y finalmente por el condensador Cp. ATE-UO DCEC amp 113

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (III)

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (III) 4 3 v. Q_f=32, 48º/VCC 2 1 v. Q_f=48, 72º/VCC 0 -1 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º • Algunas relaciones de interés: IC_f=48, 72º / IC_f=32, 48º = 0, 559 (55, 9% también de PRF). IL_f=48, 72º / IL_f=32, 48º = 0, 715 IL_f=32, 48º / IC_f=32, 48º = 1, 862 IL_f=48, 72º / IC_f=48, 72º = 2, 381 (mayor proporción de corriente alterna). ATE-UO DCEC amp 114

Estructura básica del amplificador Clase F (I) • Vamos a suponer que el transistor

Estructura básica del amplificador Clase F (I) • Vamos a suponer que el transistor trabaja en conmutación, aunque no es imprescindible. +VCC Sintonizado a 3·fs LCH IC i. Q Q L 3 + + - v. Q Sintonizado a 5·fs Sintonizado a n·fs (n impar) Ln L 5 - C 3 C 5 RL Cn C 1 L 1 Sintonizado a fs ATE-UO DCEC amp 115 + - v. RL

Estructura básica del amplificador Clase F (II) • Circuito equivalente para analizar el funcionamiento

Estructura básica del amplificador Clase F (II) • Circuito equivalente para analizar el funcionamiento del amplificador: Equivalente (salvo cálculos que impliquen a la fuente de alimentación VCC y a la bobina LCH) ii VCC L 3 i. Q IC + - v. Q C 3 Ln L 5 C 5 RL Cn C 1 ATE-UO DCEC amp 116 L 1 + - v. RL

Estructura básica del amplificador Clase F (III) • Calculamos la tensión v. Q: -

Estructura básica del amplificador Clase F (III) • Calculamos la tensión v. Q: - Si 0 < t < Ts/2, Þ v. Q(t) = 0. - Si Ts/2 < t < Ts, Þ v. Q(t) = IC·(Z 1 + Z 3 + Z 5 + … Zn) + VCC (Ts = 2 p/ws) • Estudiamos v. Q por Laplace y obtenemos: Zcx = (Lx/Cx)1/2; Zc 3 = Zc 1/3; Zc 5 = Zc 1/5; Zc 7 = Zc 1/7 v. Q_n=3, 5 • Conclusión: la tensión sobre el transistor tiende a ser una onda cuadrada de amplitud 2·VCC. v. Q_n=3, 5, 7 v. Q_n=3 VCC Impedancia Z 3 +Z 5+ … Zn Control Ts/2 ATE-UO DCEC amp 117 Impedancia Z 1 Ts v. RL 3 Ts/2

Diseño para máxima “planitud” de un amplificador Clase F • Se puede demostrar que

Diseño para máxima “planitud” de un amplificador Clase F • Se puede demostrar que se obtiene máxima “planitud” en v. Q si se cumplen las siguientes condiciones (Zcx = (Lx/Cx)1/2): Con n = 3: Zc 3 = Zc 1/9. Con n = 5: Zc 3 = Zc 1/6; Zc 5 = Zc 1/50. Con n = 7: Zc 3 = Zc 1/5; Zc 5 = Zc 1/25; Zc 7 = Zc 1/245. v. Q_n=3, 5, 7 v. Q_n=3, 5 VCC Ts/2 Ts 3 Ts/2 ATE-UO DCEC amp 118

Operación idealizada de un amplificador Clase F (I) 2 VCC • Se supone que

Operación idealizada de un amplificador Clase F (I) 2 VCC • Se supone que i. RL es senoidal de valor medio nulo. • Se supone que v. Q es una onda cuadra de valor de pico 2·VCC (y valor medio VCC). El valor de pico del primer armónico de la tensión v. Q vale: v. Q i. RL_pico 0 v. Q 1_pico = VCC· 4/p. Ts/2 Ts • Este armónico llega íntegro a la carga. Por tanto: i. RL_pico = v. Q 1_pico/RL= VCC· 4/(RL·p) Por tanto: PRF = 8·VCC 2/(p 2·RL) Al ser un amplificador conmutado h = 100% y, por tanto: PCC = VCC·IC = PRF = 8·VCC 2/(p 2·RL) IC = 8·VCC/(p 2·RL) = 2·i. RL_pico/p ATE-UO DCEC amp 119

Operación idealizada de un amplificador Clase F (II) Al no haber armónicos impares en

Operación idealizada de un amplificador Clase F (II) Al no haber armónicos impares en ii y ser i. RL senoidal, ip debe estar formado sólo por armónicos pares. 2 VCC Como ip sólo tiene armónicos pares y es simétrica con relación a 3 Ts/4, también lo es con relación a Ts/2. i. RL_pico v. Q i. RL IC i. Q_pico = 2·i. RL_pico IC = i. Q_pico/p (como en Clase B) i. RL_pico IC-i. RL_pico ip ii IC 2·i. RL_pico IC-i. Q_pico 2·i. RL_pico IC=i. Q_pico/p i. Q 0 Ts/2 3 Ts/4 Ts ATE-UO DCEC amp 120

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (I) • Sin bobina de choque

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (I) • Sin bobina de choque y con circuito sintonizado serie al fundamental: Sintonizado a 3·fs C 5 C 3 Sintonizado a fs impar) i. RL C 1 Ln L 5 L 3 +VCC ii Sintonizado a 5·fs Sintonizado a n·fs (n i. Q Cn + v. Q Q i. Q - v. Q L 1 RL + - v. RL ii ATE-UO DCEC amp 121

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (II) • Usando una línea de

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (II) • Usando una línea de l/4 (I): • A todos los armónicos el condensador presenta baja impedancia. • A todos los armónicos impares, la línea de transmisión invierte impedancia. A los pares no. • A todos los armónicos impares el transistor ve altas impedancias. A los pares bajas impedancias. +VCC IC i. Q Q ATE-UO DCEC amp 122 LCH ii + + - l/4 i. RL - ip Ca RL v. Q C 1 L 1 + - v. RL

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (III) • Usando una línea de

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (III) • Usando una línea de l/4 (II): l/4 C 1 +VCC i. Q ii + Q - v. Q L 1 i. RL RL + - v. RL ATE-UO DCEC amp 123