rea de Tecnologa Electrnica Universidad de Oviedo Introduccin

Área de Tecnología Electrónica Universidad de Oviedo Introducción a la Electrónica de Dispositivos • Materiales semiconductores (Sem 01. ppt) • La unión PN y los diodos semiconductores (Pn 01. ppt) • Transistores (Trans 01. ppt) Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas ATE-UO Trans 00

Tipos de transistores BJT PNP NPN JFET Canal P Canal N FET MESFET Canal N Acumulación MOSFET Deplexión BJT: Transistores bipolares de unión. Canal P Canal N FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión. MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor. MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxidosemiconductor. ATE-UO Trans 01

Características comunes a todos los transistores (I) • Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales. • Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control). • Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida. is ie Ve + + - - Entrada Cuadripolo Vs Salida ATE-UO Trans 02

Características comunes a todos los transistores (II) is ie • La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida. Ve + + - - Entrada Cuadripolo Vs Salida • La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida. • La salida se comporta como: • Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa). • Corto circuito (saturación). • Circuito abierto (corte). ATE-UO Trans 03

Características comunes a todos los transistores (III) is Zona Activa + - Vs = Zona de Corte + - Vs = - Vs Vs=0 is + is is is Zona de Saturación + = + - Vs ATE-UO Trans 04

Transistores bipolares de unión (I) Transistor PNP: zona P, zona N y zona P Transistor NPN: zona N, zona P y zona N Colector (N) Colector (P) Base (N) PNP Base (P) Emisor (P) NPN • El emisor debe estar mucho más dopado que la base. • La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor. Emisor (N) Muy, muy importante ATE-UO Trans 05

Transistores bipolares de unión (II) PNP Emisor y Colector (Si) N =1015 atm/cm 3 =100 ns AE p NAC=1014 atm/cm 3 Lp=0, 01 mm Base NDB=1013 atm/cm 3 n=100 ns Ln=0, 02 mm B E P+ N- C P Portad. /cm 3 1016 1012 p. E =1015 n. B =1013 p. B =107 108 n. E =105 104 1 m p. C =1014 escala logarítmica n. C=106 ATE-UO Trans 06

Polarización en Zona Activa (I) Emisor Polarizamos las uniones: • Emisor-Base, directamente • Base-Colector, inversamente i. E VEB E P+ B N- P Colector (P) B (N) VEB VBC i. B (P) VBC i. C C ¿Cómo son las corrientes por los terminales de un transistor? Para contestar, hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores. ATE-UO Trans 07

Polarización en Zona Activa (II) Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (I) Calculamos el exceso de huecos en el comienzo de la base p. B(0): Portad. /cm 3 Polarizamos directamente Esc. log. Emisor 1016 1012 108 Unión emisor-base p. B(0) p. E p. B(0) n. E 104 -0, 3 -0, 2 p. B(0)s. p. -0, 1 0 Longitud [mm] • Partimos de p. E = p. B(0)s. p. ·e. VO/VT y de p. E = p. B(0)·e(VO-VEB)/VT • Llegamos a: p. B(0) = p. B(0)-p. B(0)s. p. = (e. VEB/VT-1)·p. B(0)s. p. • Y como p. B(0)s. p. = ni 2/NDB, queda: p. B(0)=(e. VEB/VT-1)·ni 2/NDB ATE-UO Trans 08

Polarización en Zona Activa (III) Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (II) Emisor Esc. log. Portad. /cm 3 1016 1012 108 Unión emisor-base p. E n. E(0) n. E 104 -0, 3 -0, 2 -0, 1 0 n. E(0)s. p. Longitud [mm] Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones del final del emisor, n. E(0), obtenemos: n. E(0)=(e. VEB/VT-1)·ni 2/NAE ATE-UO Trans 09

Polarización en Zona Activa (IV) Portadores en el colector y en la unión base-colector (I) 108 n. C p. B(WB) WB Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los huecos del final de la base, p. B(WB), obtenemos: ATE-UO Trans 10 1012 p. B(WB )s. p. - p. B(WB) = p. C 1016 (e. VCB/VT-1)·ni 2/NDB 104 Portad. /cm 3 Polarizamos inversamente Unión basecolector Colector Esc. log. 100 0, 3 mm C (P) E (P) B (N) VEB En zona activa, VCB< 0 - VCB VBC +

Polarización en Zona Activa (V) Portadores en el colector y en la unión base-colector (II) p. C 1016 1012 n. C(WB )s. p. n. C - n. C(WB) WB Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones al comienzo del colector, obtenemos: n. C(WB) = ATE-UO Trans 11 108 (e. VCB/VT-1)·ni 2/NAC 104 Portad. /cm 3 Unión basecolector Colector Esc. log. 100 0, 3 mm C (P) E (P) B (N) VEB - VCB VBC +

Polarización en Zona Activa (VI) Portadores minoritarios a lo largo del transistor (I) VBC VEB P+ -+ N- + - WB Polarizamos en zona activa p. B(0+) n. Es. p. = C B E P - p. B(WB-) - n. C(WB+) n. Cs. p. = ni 2/NAC ni 2/NAE Escala lineal (no exacta) ATE-UO Trans 12 n. E(0 -) 0 - 0 + W B- W B+ x p. Bs. p. = ni 2/NDB ¿Cómo es la concentración de los huecos en la base?

Polarización en Zona Activa (VII) Portadores minoritarios a lo largo del transistor (II) La solución de la ecuación de continuidad es (ATE-UO PN 136) : p. B(x) = p. B(WB-) + (p. B(0+) VBC VEB B -+ N- + - senh((WB-x)/LP) senh(WB/LP) Como WB<<Lp (base corta) se cumple que senh (a) » a y, por tanto: p. B(x)=p. B(WB-)+(p. B(0+)-p. B(WB-))·(WB-x)/WB= =p. B(WB-)+( p. B(0+)- p. B(WB-))·(WB-x)/WB WB p. B(0+) - p. B(WB-))· El gradiente de la concentración de huecos en la base es: p. B(0+) p. Bs. p. p. B(WB-) - p. B(WB-) 0+ W B- x d(p. B(x))/dx = -( p. B(0+)- p. B(WB-))/WB ATE-UO Trans 13

Polarización en Zona Activa (VIII) Portadores minoritarios a lo largo del transistor (III) VBC VEB P+ -+ N- + - WB p. B(0+) n. Es. p. = C B E P - p. B(WB-) - n. C(WB+) n. Cs. p. = ni 2/NAC ni 2/NAE Escala lineal (no exacta) ATE-UO Trans 14 n. E(0 -) 0 - 0 + W B- W B+ x Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición

Polarización en Zona Activa (IX) Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición WB p. B(0+)- p. B(WB-) n. Es. p. = ni 2/NAE n. Cs. p. = ni 2/NAC n. E(0 -) 0 Emisor “largo”: (dn. E/dx)0 - = n. E(0 -)/LNE - n. C(WB+) 0+ W B- W B+ x Colector “largo”: (dn. C/dx)WB+ = - n. C(WB+)/LNC Base “corta”: (dp. B/dx)0+ = -( p. B(0+)- p. B(WB-))/WB ATE-UO Trans 15

Polarización en Zona Activa (X) Resumen de los excesos de concentración de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición n. E(0 -)=(e. VEB/VT-1)·ni 2/NAE p. B(0+)=(e. VEB/VT-1)·ni 2/NDB p. B(WB-) = (e. VCB/VT-1)·ni 2/NDB n. C(WB+) = (e. VCB/VT-1)·ni 2/NAC Resumen de los valores de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición (dn. E/dx)0 - = n. E(0 -)/LNE = (e. VEB/VT-1)·ni 2/(NAE·LNE) (dp. B/dx)0+ = -( p. B(0+)- p. B(WB-))/WB = = -((e. VEB/VT-1)-(e. VCB/VT-1))·ni 2/(NDB·WB) (dn. C/dx)WB+ = - n. C(WB+)/LNC = -(e. VCB/VT-1)·ni 2/(NAC·LNC) ATE-UO Trans 16

Polarización en Zona Activa (XI) Cálculo de las corrientes por las uniones VBC VEB C B E P+ -+ ju. EB N- + WB P ju. BC ju. EB = q·DNE· n. E(0 -)/LNE + q·DPB·( p. B(0+)- p. B(WB-))/WB = = q·DNE·(e. VEB/VT-1)·ni 2/(NAE·LNE) + q·DPB·((e. VEB/VT-1)-(e. VCB/VT-1))·ni 2/(NDB·WB) = =(e. VEB/VT-1)·q·ni 2·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(e. VCB/VT-1)·q·ni 2·DPB/(NDB·WB) ju. BC = q·DPB·( p. B(0+)- p. B(WB-))/WB - q·DNC· n. C(WB+)/LNC = = q·DPB·((e. VEB/VT-1)-(e. VCB/VT-1))·ni 2/(NDB·WB) - q·DNC·(e. VCB/VT-1)·ni 2/(NAC·LNC) = =(e. VEB/VT-1)·q·ni 2·DPB/(NDB·WB)-(e. VCB/VT-1)·q·ni 2·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)) ATE-UO Trans 17

Polarización en Zona Activa (XI) IE Cálculo de las corrientes por los terminales VEB + P+ E IB -+ Sección A IE = A·ju. EB VBC ju. EB IC = -A·ju. BC B N- + WB VCB IC + P ju. BC C IB = -IC -IE = A·(ju. BC- ju. EB) IE =q·ni 2·A·((e. VEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(e. VCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni 2·A·((e. VEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(e. VCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB = -q·ni 2·A·((e. VEB/VT-1)·DNE/(NAE·LNE)+(e. VCB/VT-1)·DNC/(NAC·LNC)) ATE-UO Trans 18

Polarización en Zona Activa (XII) Cálculo de las corrientes en zona activa (I) ¡Muy importante! E (P) C (P) Las ecuaciones anteriores valen B (N) para cualquier zona de trabajo del IB transistor IE + VEB - - VCB + Particularizamos para la zona activa: VEB>>VT, VCB<<-VT (ya que VCB<0, çVCBç>>VT) Por tanto: VEB IC VBC e. VEB/VT-1 » e. VEB/VT y e. VCB/VT-1 » -1 IE » e. VEB/VT·q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC » - e. VEB/VT·q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB) IB » - e. VEB/VT·q·ni 2·A·DNE/(NAE·LNE) ATE-UO Trans 19

Polarización en Zona Activa (XIII) Cálculo de las corrientes en zona activa (II) IC/IE » E (P) -DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) IE IB + VEB Ejemplo: DPB = 10 cm 2/s DNE = 40 cm 2/s NDB = 1013 atom. /cm 3 NAE = 1015 atom. /cm 3 WB = 1 m LNE = 20 m DPB/(NDB·WB)= 10 -8 IC/IE = -0, 998 VEB C (P) B (N) - - VCB + IC VBC DNE/(NAE·LNE)= 2· 10 -11 IB/IE = (-IE - IC)/IE= - 0, 002 Vamos a interpretar estos resultados ATE-UO Trans 20

Polarización en Zona Activa (XIV) Cálculo de las corrientes en zona activa (III) VEB VBC IE + E VEB P+ 0, 002·IE - -+ B N- + - 0, 998·IE VCB + P • La corriente de emisor IE se relaciona con la tensión emisorbase VEB como en cualquier unión PN polarizada directamente: IE » ISE·e. VEB/VT. • La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor. • La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base VCB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente. Muy importante ATE-UO Trans 21 C

Polarización en Zona Activa (XV) Interpretación con las escalas reales VBC VEB=0, 3 B E P+ N- Portad. /cm 3 1012 0 P 1 m VEBO=0, 48 V p. B 5· 1011 n. E Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones) C Escala lineal n. C La posición vertical de este punto varía mucho con VEB. Para cualquier VBC>0 (es decir, VCB <0), la posición vertical de este punto no varía casi. Gradiente constante ATE-UO Trans 22

Polarización en Zona Activa (XVI) Corrientes por el transistor Portad. /cm 3 1012 p. B 5· 1011 0 n. C n. E Contacto de base Corriente m. A 3 1, 5 0 IE Ip. E In. E Escala lineal -IC Ip. B In. B -Ip. C -In. C Gradiente muy pequeño en el emisor Þ no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy grande en la base Þ hay mucha corriente de huecos. Calculamos la corriente total de emisor. Calculamos la corriente de huecos en el emisor. Calculamos la corriente de electrones en la base. Gradiente casi nulo en el colector Þ no hay casi corriente de electrones. ATE-UO Trans 23

Polarización en Zona Activa (XVII) Corrientes por el transistor Concentración p. B 3 p. B 2 0 n. E Corriente p. B 1 Escala lineal n. C Contacto de base IE 3 -IC 3 IE 2 -IC 2 IE 1 -IC 1 IE E C B -IC VBC VEB 1 < VEB 2 < VEB 3 0 ATE-UO Trans 24

Polarización en Zona Activa (XVIII) Definición del parámetro “ ” directo (I) Expresión completa de las corrientes: IE =q·ni 2·A·((e. VEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(e. VCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni 2·A·((e. VEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(e. VCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) Salida en cortocircuito (VCB =0): IE = q·ni 2·A·(e. VEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC = -q·ni 2·A·(e. VEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB) Definimos : = -IC/IE IE -IC VCB=0 C E DPB/(NDB·WB) = DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) B VEB Muy importante ATE-UO Trans 25

Polarización en Zona Activa (XIX) Definición del parámetro “ ” directo (II) Ya habíamos obtenido antes (para VCB<0, ATE-UO Trans 20): IC/IE » -DPB/(NDB·WB) = - DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) Luego: -IC » ·IE IE E VEB C B -IC VBC Típicamente: = 0, 99 -0, 999 Muy, muy importante ATE-UO Trans 26

Polarización en Zona Activa (XX) Definición del parámetro “ ” IE -IC Partimos de : C E -IC » ·IE y IE = -IB -IC V EB -I Eliminando IE queda: B VBC B IC » IB· /(1 - ) Definimos : = /(1 - ) Luego: IC » ·IB Valor de en función de la física del transistor: = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Típicamente: = 50 -200 Muy, muy importante ATE-UO Trans 27

Polarización en Zona Activa (XXI) Variación del parámetro “ ” Aunque es muy poco variable, (definida como = /(1 - )) es bastante sensible a las pequeñas variaciones de . Ejemplo: = 0, 99/(1 -0, 99) = 99 = 0, 999/(1 -0, 999) = 999 max min típica IC Los fabricantes usan el término h. FE en vez de . ATE-UO Trans 28

Polarización en Zona Activa (XXII) Configuraciones “base común” y “emisor común” IE E VEB -I B B C -IC VBC Configuración “base común” VEC (> VEB) IE P E N P VEB -IB B + C -IC - VEC-VEB>0 Configuración “emisor común” Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IE » -IC/ » » -IC. Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IB » IC/ << IC. ATE-UO Trans 29

Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I) VEB=0, 3 IE VBC IB B E N- P+ C IC P WB>>LP Portad. /cm 3 1012 p. B 5· 1011 n. E 0 Gradiente grande Þ fuerte corriente de huecos. n. C Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de huecos. ATE-UO Trans 30

Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II) Portad. /cm 3 1012 p. B 5· 1011 n. E n. C 0 Densidad de corriente [m. A/cm 2] 3 1. 5 0 IE Ip. E In. B Ip. B -IC -In. C -Ip. C ATE-UO Trans 31

Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III) IE » -IB VEB=0, 3 -IC » 0 VBC -IB B E N- P+ C P WB>>LP Circuito equivalente con Base ancha. IE » -IB VEB VBC -IC » 0 Densidad de corriente [m. A/cm 2] 3 1. 5 0 IE E Ip. E In. B Ip. B -IC -IB B C -In. C -Ip. C ATE-UO Trans 32

Polarización en Zona de Corte (I) Cálculo de las corrientes en zona de corte Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18): VEB<<-VT y VCB<<-VT. Por tanto: e. VEB/VT-1 » -1 y e. VCB/VT-1 » -1 Se obtiene: IE » -q·ni 2·A·DNE/(NAE·LNE) IC » -q·ni 2·A·DNC/(NAC·LNC) E (P) IE IB + VEB VBE C (P) B (N) - - VCB + IC VBC Muy importante Las tres corrientes son muy pequeñas IB » q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC)) ATE-UO Trans 33

Polarización en Zona de Corte (II) Comparación entre las corrientes en zona activa y en zona de corte Zona de Corte IE » -q·ni 2·A·DNE/(NAE·LNE) IC » -q·ni 2·A·DNC/(NAC·LNC) IB » q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC)) Como VT » 26 m. V, e. VEB/VT es muy grande en condiciones normales de uso. Por ejemplo, si VEB = 400 m. V, entonces e. VEB/VT = 4, 8· 106 Zona Activa IE » e. VEB/VT·q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC » - e. VEB/VT·q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB) IB » - e. VEB/VT·q·ni 2·A·DNE/(NAE·LNE) ATE-UO Trans 34

Polarización en Zona de Corte (III) Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte Concentración p. B (activa) 0 n. E (activa) n. E (corte) p. B (corte) Escala lineal E C B n. C -IC VBC VEB BE Corriente 0 IE IE (activa) -IC (activa) IE (corte) -IC (corte) ATE-UO Trans 35

Resumen Zona Activa Zona de Corte -IC » ·IE y -IB » (1 - )·IE -IC » - ·IB IE y IE » -(1+ )·IB E B IE E -IC C VEB -IB IC » 0, IE » 0 y IB » 0 VBE -IB VBC VEB -IC B VBC B VEC IE VEC(> VEB) E -IC Base común IE C C Emisor común E VBE -IB C B -IC Emisor común ATE-UO Trans 36

Otras condiciones cercanas a las de corte (I) Cortocircuito entre emisor y base Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18): VEB=0 y VCB<<-VT. Por tanto: e. VEB/VT-1 = 0 y e. VCB/VT-1 » -1 IE (VEB=0) =q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)) IE E -IB C B -IC VBC Base común y emisor común IC (VEB=0) =-q·ni 2·A·(DPB/(NDB·WB) + DNC/(NAC·LNC)) IB (VEB=0) = q·ni 2·A·DNC/(NAC·LNC) Corrientes muy pequeñas, aunque algo mayores que las que teníamos estrictamente en corte. En general, son despreciables. ATE-UO Trans 37

Otras condiciones cercanas a las de corte (II) Emisor en circuito abierto La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, IC 0. E -IC 0 C VBC B Base en circuito abierto La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, IEC 0. Es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia. IEC 0 VEC E C B ATE-UO Trans 38

Polarización en Zona de Saturación (I) Cálculo de las corrientes en zona de saturación Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de saturación ( ver ATE-UO Trans 18): VEB>>VT y VCB>>VT. Por tanto: e. VEB/VT-1 » e. VEB/VT y e. VCB/VT-1 » e. VCB/VT Se obtiene: E (P) IE + IB VEB C (P) B (N) - - VCB + IC VCB IE = q·ni 2·A·(e. VEB/VT·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB)) - e. VCB/VT·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni 2·A·(e. VEB/VT·DPB/(NDB·WB) - e. VCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB = -q·ni 2·A·(e. VEB/VT·DNE/(NAE·LNE) + e. VCB/VT·DNC/(NAC·LNC)) Corrientes de emisor y de colector muy dependientes de las tensiones emisor base y colector base. ATE-UO Trans 39

Polarización en Zona de Saturación (II) Caso habitual: una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (I) -IC Emisor común VCB + - VEB -IB N • Partimos de un valor “moderado” de -IB, de forma que VCB = -V 1 - IC·R + VEB < 0. Entonces estamos en zona activa. R P • Hacemos crecer -IB, de forma que crece -IC. Llega un momento que VCB >0 e incluso VCB>>VT. P • Si llamamos DB y DC: V 1 >VEB DB = q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB) DC = q·ni 2·A·DNC/(NAC·LNC) • La corriente de colector será: -IC = e. VEB/VT·DB - e (-V 1 - IC·R + VEB)/VT·(DB+DC) ATE-UO Trans 40

Polarización en Zona de Saturación (III) Caso habitual: Una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (II) Por tanto: (-IC) = e. VEB/VT·(DB - e (-V 1 +(- IC)·R)/VT·(DB+DC)) Emisor común VCB + - VEB -IB N -IC Si VEB/VT >>1, e. VEB/VT ® ¥. R Entonces: P (-IC)·R = V 1 + VT·ln(DB/(DB+DC)) P (-IC)·R » V 1 y, como DB>>DC: V 1 >VEB El transistor se comporta como un cortocircuito Muy, muy importante ATE-UO Trans 41

Polarización en Zona de Saturación (IV) Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación Concentración p. B (lim. ) n. E 0 p. B (sat. ) p. B (activa) Escala lineal n. C Corriente 0 (satur. ) IIEE (límite) -IC (satur. ) (límite) IE (activa) -IC (activa) Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante. V 1/R ATE-UO Trans 41

Resumen Zona Activa Zona de Corte N VEB VCB -IB P + N P IE R R R + -IC -IC VCB -IB Zona de Saturación V 1 VCB < 0 -IC » ·IE y -IB » (1 - )·IE -IC » - ·IB y IE » -(1+ )·IB VBE VCB -IB P N P IE VEB V 1 IC » 0, IE » 0 y IB » 0 + P P IE VCB > 0 (VCE » 0) -IC » V 1/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 43 V 1

Polarización en Zona Transistor Inverso (I) Estamos usando el emisor como si fuera un colector y el colector como si fuera un emisor IE + VBE VEB P+ IC VCB IB -+ B N- + - VCB + P C E Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de transistor inverso ( ver ATE-UO Trans 18): VEB<<-VT y VCB>>VT. Por tanto: e. VEB/VT-1 » -1 y e. VCB/VT-1 » e. VCB/VT ATE-UO Trans 44

Polarización en Zona Transistor Inverso (II) Queda: IE » -q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB) + e. VCB/VT·DPB/(NDB·WB)) IC » q·ni 2·A·(DPB/(NDB·WB) + e. VCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB » q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE) - e. VCB/VT·DNC/(NAC·LNC)) Finalmente, despreciando los términos no afectados por e. VCB/VT, obtenemos: IE » -q·ni 2·A·e. VCB/VT·DPB/(NDB·WB) IC » q·ni 2·A·e. VCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)) IB » -q·ni 2·A·e. VCB/VT·DNC/(NAC·LNC) Estas ecuaciones son como las de zona activa si hacemos los siguientes cambios: VEB ® VCB, VCB ® VEB, IE ® IC, IC ® IE, DNC/(NAC·LNC) ® DNE/(NAE·LNE) y DNE/(NAE·LNE) ® DNC/(NAC·LNC). ATE-UO Trans 45

Polarización en Zona Transistor Inverso (III) Conclusión: Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector. La gran diferencia es que las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son distintas. Definición del parámetro “ ” inverso, “ R” R = -IE/IC R = -IE VEB=0 DPB/(NDB·WB) E -IB C B IC VCB DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Para distinguir ambos parámetros “ ” vamos a llamar “ F” al directo, definido en ATE-UO Trans 25. ATE-UO Trans 46

IE Comparación de “ F” y “ R” E C -IE B VEB -IB F = -IC/IE R = -IE/IC VCB=0 F = E DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) R = IC C B VCB VEB=0 DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Ejemplo: DPB = 10 cm 2/s NDB = 1013 atom. /cm 3 WB = 1 m DNE = 40 cm 2/s NAE = 1015 atom. /cm 3 LNE = 20 m DPB/(NDB·WB)= 10 -8 DNE/(NAE·LNE)= 2· 10 -11 F = 0, 998 DNC = 40 cm 2/s NAC = 1014 atom. /cm 3 LNC = 20 m DNC/(NAC·LNC)= 2· 10 -10 R = 0, 98 ATE-UO Trans 47

Definición de “ F” y “ R” Definimos F: F = F/(1 - F) Definimos R: R = R/(1 - R) Valor de F en función de la física del transistor: F=DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Valor de R en función de la física del transistor: R=DPB·NAC·LNC /(DNC·NDB·WB) Ejemplo anterior: DPB = 10 cm 2/s NDB = 1013 atom. /cm 3 WB = 1 m DNE = 40 cm 2/s NAE = 1015 atom. /cm 3 LNE = 20 m F = 500 DNC = 40 cm 2/s NAC = 1014 atom. /cm 3 LNC = 20 m R = 50 En la realidad, estos valores suelen ser menores por la influencia de otros fenómenos no contemplados. ATE-UO Trans 48

Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I) E (P) IE + IB VEB Principal idea: buscar un circuito equivalente a un transistor que sea válido en + IC cualquier región de trabajo. C (P) B (N) - - VCB Volvemos a escribir las ecuaciones del transistor: IE = q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(e. VEB/VT-1) ISE·(e. VEB/VT-1) = IF - q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VCB/VT-1) IC = -q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VEB/VT-1) + + q·ni 2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(e. VCB/VT-1) ISC·(e. VCB/VT-1) = IR ATE-UO Trans 49

Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II) Por tanto: IE = IF - q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VCB/VT-1) siendo: IR· R IF = q·ni 2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(e. VEB/VT-1) y también: IC = IR -q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VEB/VT-1) siendo: IF· F IR = q·ni 2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(e. VCB/VT-1) Por tanto, en resumen: IE = IF - IR· R IC = IR - IF· F IF = ISE·(e. VEB/VT-1) IR = ISC·(e. VCB/VT-1) ATE-UO Trans 50

Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III) Resumen: IE = IF - IR· R IC = IR - IF· F IF = ISE·(e. VEB/VT-1) IR = ISC·(e. VCB/VT-1) E (P) IE + IB VEB IE C (P) E B (N) - - VCB + IC + VEB IF - - VCB + IR IC C R·IR IB B F·IF Muy, muy importante ATE-UO Trans 51

Modelo de Ebers-Moll de un transistor (IV) IE = IF - IR· R IE IC = IR - IF· F E IF = ISE·(e. VEB/VT-1) IR = ISC·(e. VCB/VT-1) + VEB - IF - VCB IC + IR C R·IR IB B F·IF De las ecuaciones anteriores se deduce: q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VCB/VT-1) = ISC· R·(e. VCB/VT-1) q·ni 2·A·DPB/(NDB·WB)·(e. VEB/VT-1) = ISE· F ·(e. VEB/VT-1) Por tanto: ISC· R = ISE· F = IS Consecuencia: Sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: IS, F y R. ATE-UO Trans 52

E Cálculo de IC 0 IE=0 + VEB - - VCB E I F + IC=IC 0 IR C R·IR IB B F·IF VBC -IC 0 C VBC B Partiendo de: 0 = IF - IR· R IC 0 = IR - IF· F IF = ISE·(e. VEB/VT-1) IR = ISC·(e. VCB/VT-1) Se obtiene: IC 0 = ISC·(e. VCB/VT-1)·(1 - R· F) y como VCB<<-VT, IC 0 = -ISC·(1 - R· F) = -IS·(1 - R· F)/ R ATE-UO Trans 53

Particularizando el modelo para polarización en Zona Activa Partiendo de: E (P) IE = IF - IR· R IC = IR - IF· F IF = ISE·(e. VEB/VT-1) IR = ISC·(e. VCB/VT-1) Se obtiene -IC 0 C (P) IB IE + VEB B (N) - - VCB + -IC VBC -IC = -IR·(1 - R· F) + IE· F y como VCB<<-VT, queda: -IC = ISC·(1 - R· F) + IE· F = -IC 0 + IE· F y como IB + Ic + IE = 0, se obtiene: Muy importante IC = IC 0·(1+ F) + IB· F Éstas son mejores aproximaciones que -IC » F·IE y IC » F·IB ATE-UO Trans 54

Comparación entre IC 0, IC (corte), IC (VEB=0) y IEC 0 E C B -IC 0 VBC E VBE C -IC (corte) E B VBC C -IC (VEB=0) E B VBC C IEC 0 B VEC Partiendo del modelo de Ebers-Moll, se obtiene: IC (corte) = -ISC·(1 - R) = -IS·(1 - R)/ R = IC 0·(1 - R)/(1 - R· F) IC (VEB=0) = -ISC = -IS/ R = IC 0/(1 - R· F) IEC 0 = ISC·(1 - R· F)/(1 - F) = IS·(1 - R· F)/((1 - F)· R) =- IC 0/(1 - F) En resumen: IC (corte) » IC 0 IC (VEB=0) » IC 0·(1+ R) IEC 0 = -IC 0·(1+ F) ôIC (corte)ô< ôIC 0ô< ô IC (VEB=0)ô< ôIEC 0ô ATE-UO Trans 55

Portad. /cm 3 1012 Efecto “Early” p. B (VBC 1) Escala lineal 5· 1011 0 n. E p. B (VBC 2) W’B n. C E C VEB B VBC 1 < VBC 2 WB Al aumentar la tensión Base-Colector VBC, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el ancho efectivo de la Base WB disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones, ahora despreciadas, de minoritarios en ella). ATE-UO Trans 56

Curvas características en base común (I) Referencias normalizadas E IE C IB + VEB B - - VCB + IE [m. A] 20 Curvas de entrada VCB=-5 V VCB= -10 V IC 0 VCB=0 VEB [V] 0, 6 • Para una determinada tensión VEB, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. • Cuando VEB=0 y VCB<<-VT, la corriente de emisor es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante. ATE-UO Trans 57

Curvas características en base común (II) Referencias normalizadas E IE C IB + Curvas de salida IC [m. A] IE=50 m. A VEB B - - VCB + IC IE=40 m. A -40 IE=30 m. A IE=20 m. A -20 IE=10 m. A IE=0 m. A VCB [V] 0 En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente. -2 -4 IC 0 -6 Muy importante ATE-UO Trans 58

Curvas características en base común (III) Zonas de trabajo Referencias normalizadas E IE C IB + Curvas de salida IC [m. A] IE=50 m. A VEB B - - VCB + Saturación IC -40 IE=30 m. A IE=20 m. A -20 Zona Activa Muy importante IE=40 m. A IE=10 m. A IE=0 m. A VCB [V] 0 -2 -4 IC 0 -6 Corte ATE-UO Trans 59

Curvas características en emisor común (I) Referencias normalizadas IC + - + C IB VCE B VBE E - VCE=-5 V IB[ A] -100 Curvas de entrada VCE=0 VCE=-10 V VBE[V] -0, 6 0 • Para una determinada tensión VBE, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. • Cuando VBE=0 y VCB<<-VT, la corriente de base es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante. ATE-UO Trans 60

Curvas características en emisor común (II) Referencias normalizadas IC + - + C IB VCE B VBE E - -40 Curvas de salida IC [m. A] IB=-400 A IB=-300 A IB=-200 A -20 IB=-100 A IB=0 A VCE [V] 0 En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal. -2 -4 -6 -IEC 0 =IC 0·(1+ F) Muy importante ATE-UO Trans 61

Curvas características en emisor común (III) Zonas de trabajo Referencias normalizadas IC + - B VBE + C IB VCE E - -40 Curvas de salida IC [m. A] IB=-400 A IB=-300 A IB=-200 A -20 IB=-100 A Saturación Zona Activa IB=0 A VCE [V] 0 -2 -4 -6 Corte Muy, muy importante ATE-UO Trans 62

Análisis gráfico en emisor común -IC [m. A] -IC 40 R=200 W -IB=400 A -IB=300 A 20 -VCE V 1 -IB=200 A + V 2=6 V -IB=100 A -VCE [V] IB=0 A 0 2 4 6 -IB = 0 Þ -IC » 0 Þ -VCE » 6 V Þ Corte -IB = 100 A Þ -IC » 10 m. A Þ -VCE » 4 V Þ Zona activa -IB = 200 A Þ -IC » 20 m. A Þ -VCE » 2 V Þ Zona activa -IB = 300 A Þ -IC » 30 m. A Þ -VCE » 0, 4 V Þ Saturación -IB = Recta de carga 400 A Þ -IC » 30 m. A Þ -VCE » 0, 4 V Þ Saturación ATE-UO Trans 63

La corriente de colector como función de la corriente de base. IC tiv a Saturación Z. Ac Esta representación justifica en término “saturación”. Corte IB Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos Zona Activa: IC » IB· F Saturación: IC < IB· F ATE-UO Trans 64

El transistor bipolar ideal Curvas de entrada Unión PN ideal IC 4 IC 3 IC IC 2 IC 1 IE E Circuito equivalente Curvas de salida = Cte. IB 4 IB 3 IB 0 IB 2 IB 1 VCE -IC C -IB Muy importante B ·IE - ·IB ATE-UO Trans 65

Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal -IC [m. A] -IC R=200 W -IB -VCE V 1 400 A 40 30 300 A 20 200 A -IB= 100 A 10 + V 2=6 V -IB=0 2 -IB = 0 Þ -IC = 0 Þ -VCE = 6 V Þ Corte 4 6 -VCE [V] -IB = 200 A Þ -IC = 20 m. A Þ -VCE = 2 V Þ Z. activa -IB = 300 A Þ -IC = 30 m. A Þ -VCE = 0 V Þ Saturación -IB = 400 A Þ -IC = 30 m. A Þ -VCE = 0 V Þ Saturación ATE-UO Trans 66

Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (I) Zona activa -IC • Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir. R 2 + C (P) VCB -IB R 1 V 1 B (P) (N) E - ·IB • Por tanto: IC = ·IB V 2 Muy importante ATE-UO Trans 67

Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (II) Corte • Como IB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente. -IC R 2 + C (P) VCB IB=0 R 1 V 1 B (P) (N) E - ·IB • Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir. • Por tanto: V 2 IC = 0 Muy importante ATE-UO Trans 68

Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (III) Saturación • Como ·(-IB) >V 2/R 2, el diodo CB conduce. -IC R 2 + C (P) - (N) VCB -IB R 1 V 1 B (P) E • Por tanto: ·(-IB) VCB = 0, -IC = V 2/R 2 V 2 Muy importante ATE-UO Trans 69

Transistores NPN Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: • Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa). • Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones. • Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes. -IC IC NPN, z. PNP, z. activa R VCB -IB + N VEB VCB < 0 -IC » ·IE IC » ·IB P P IE V 1 R VCB IB + P VBE VCB > 0 IC » ·(-IE) IC » ·IB N N -IE V 1 ATE-UO Trans 70

Resumen con transistores NPN IC NPN, z. activa VCB IB R + P VCB IB N -IE VCB > 0 IC » ·(-IE) IC » ·IB R + P N VBE IC NPN, corte V 1 VCB IB N -IE V 1 IC » 0, IE » 0 y IB » 0 + P N VEB NPN, saturación VBE IC R N N -IE VCB < 0 (VCE » 0) IC » V 1/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 71 V 1

Curvas características en emisor común en un transistor NPN IB + - B VBE IC [m. A] 40 IC C 100 VCE E VCE=5 V IB[ A] + Referencias normalizadas VCE=0 Curvas de entrada - VCE=10 V VBE[V] 0 IB= 400 A 0, 6 IB= 300 A Curvas de salida IB= 200 A 20 IB= 100 A IB=0 A VCE [V] 0 2 4 Todas las magnitudes importantes son positivas 6 ATE-UO Trans 72

Circuitos equivalentes para un transistor NPN IE = -IF + IR· R IE IC = -IR + IF· F E IF = ISE·(e. VBE/VT-1) IR = ISC·(e. VBC/VT-1) -IE E Circuito equivalente ideal - VBE + + VBC - IR IF IC C R·IR IB B F·IF IC Modelo de Ebers-Moll C IB B ·(-IE) ·IB ATE-UO Trans 73

Encapsulado de transistores Encapsulado TO-92 Encapsulado TO-126 (SOT-32) Encapsulado TO-220 BC 548 (NPN) BC 558 (PNP) Encapsulado TO-3 2 N 3055 (NPN) BU 326 (NPN) BD 135 (NPN) BD 136 (PNP) MJE 13008 (NPN) IRF 840 (MOSFET, N) BDX 53 C (Darlington) ATE-UO Trans 74

Forma real de los transistores Antiguo transistor PNP de aleación Transistor NPN plano de doble difusión N- B Si. O 2 E C P+ P E N+ P- N N+ B C ATE-UO Trans 75

Resistencia de base B Parte que realmente actúa como transistor E P+ N- P P+ Existe una resistencia relativamente alta al estar la base poco dopada. La llamamos RB. IE E C Modelo de Ebers-Moll modificado ATE-UO Trans 76 VEB + - - VCB + IR IF R·IR IB B’ F·IF B RB IC C

Efectos dinámicos en los transistores (I) Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: • Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) • Tiempos de conmutación (en conmutación) El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, t. S. Transistor saturado Concentración P+ n. E 0 N- P p. B (sat. ) p. B corte n. C Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores. Transistor cortado ATE-UO Trans 77

Efectos dinámicos en los transistores (II) ¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, t. S? a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activasaturación). b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor. p. B (sat. ) Situación menos deseable (muy saturado) p. B (lim. ) Situación más deseable (en el límite) (desde en punto de vista de la rapidez). ATE-UO Trans 78

Efectos dinámicos en los transistores (III) Circuitos de “antisaturación”: R 2 R 1 V 2 VCB + N P El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa. R 2 N V 1 Con diodo Schottky Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB. R 1 VCB + N P V 2 N V 1 Con 3 diodos ATE-UO Trans 79

Efectos dinámicos en los transistores (IV) Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base. R 2 Saturación V 1 R 1 V 2 N P » Corte + Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base. N VBE - C 1 + Saturación Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base V 1 Corte R 1/2 N P + VBE V 2 N ATE-UO Trans 80

Fototransistores y fotoacopladores Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. Símbolo R 2 IC Optoacoplador + ILED N P N Fotodetector IC V 2 F. T. LED V 2 IC/ILED » 1 -0, 2 Muy importante ATE-UO Trans 81

Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N) P+ N- Fuente (S) Canal Drenador (D) P+ Puerta (G) G JFET (canal N) Símbolo D D G Otros símbolos S G canal N D G S canal P D S JFET (canal P) Símbolo S ATE-UO Trans 82

Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (I) P+ Fuente (S) NP+ Drenador (D) Puerta (G) Zona de transición en zona muy dopada Þ estrecha Zona de transición en zona poco dopada Þ ancha ATE-UO Trans 83

Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (II) P+ (S) (D) NP+ VV 12 (G) V 1 < V 2 Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores. ATE-UO Trans 84

Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (III) G D + VDS S ID Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión. Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada). ID VDS V 1 V 2 ATE-UO Trans 85

Principio de funcionamiento de los JFET (IV) P+ (S) N- VPO (D) + VDS P+ (G) VDS=VPO > V 2 Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión VDS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), VPO. ATE-UO Trans 86

Principio de funcionamiento de los JFET (V) P+ (S) N- LZTC LC (D) VDS P+ (G) VDS=V 3 > VPO Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar VDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC. ATE-UO Trans 87

Principio de funcionamiento de los JFET (VI) P+ - VPO LZTC + L’ ZTC (D) (S) N- VDS P+ (G) VDS=V 4 > V 3 Si L’ZTC << LC (hipótesis de canal largo) y admitimos que el perfil de portadores en la parte no contraída del canal no ha cambiado, tenemos que admitir que la tensión en dicha parte es VPO. Luego la corriente que circula es la necesaria para dar la misma caída de tensión sobre el mismo perfil de canal Þ misma corriente que cuando aplicábamos VPO Þ corriente constante por el canal cuando VDS>VPO. ATE-UO Trans 88

Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando VGS = 0 VDS=V 1 ID Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente VDS=V 2 VDS=VPO VDS=V 3 V 1 V 2 VPO V 3 V 4 VDS=V 4 ATE-UO Trans 89

¿Qué pasa si VGS ¹ 0? P+ » VPO (S) N- • Con VGS=0, la contracción ocurre cuando VDS = VDSPO =VPO. (D) + - VDS=VPO P+ (G) N- P+ » VPO (S) P+ (G) UB + VGS - + - (D) + VDS - • El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente Þ mayor resistencia UA • La contracción se produce cuando: VDS=VDSPO=VPO + VGS Es decir: VDSPO = UA = VPO - UB Cuando VGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una VDS menor. ATE-UO Trans 90

Curvas características de un JFET (canal N) Referencias normalizadas G + VGS - ID D S + VDS - • Curvas de entrada: No tienen interés (unión polarizada inversamente) Muy importante • Curvas de salida ID [m. A] VGS = 0 V 4 VGS = -0, 5 V 2 VGS = -1 V VGS = -1, 5 V VGS = -2 V 0 2 4 VDS [V] 6 Contracción del canal Contracción producida cuando: VDSPO=VPO + VGS ATE-UO Trans 91

La tensión VPO P+ N- (S) (D) P+ (G) UB 1 + VGS - P+ N- (S) P+ (G) UB 1< UB 2 + VGS = -VPO - (D) Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente. Cuando la tensión VGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO. ATE-UO Trans 92

Análisis gráfico de un JFET en fuente común ID 2, 5 KW G + VGS - D S ID [m. A] VGS = 0 V 4 VGS = -0, 5 V + VDS - 2 VGS = -1 V 10 V VGS = -1, 5 V VGS = -2 V 0 4 8 VGS = 0 V > -0, 5 V > -1, 5 V > -2, 5 V Comportamiento resistivo 12 VDS [V] VGS = -2, 5 V Muy importante Comportamiento como fuente de corriente Comportamiento como circuito abierto ATE-UO Trans 93

Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando VGS = 0 y el canal está contraído, ID 0 PO. ID [m. A] 4 También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO Ecuación ya conocida: VDSPO = VPO + VGS Ecuación no demostrada: ID 0 PO IDPO 2 VGS = 0 V VGS = -0, 5 V VGS = -1, 5 V VGS = -2 V 0 IDPO » ID 0 PO·(1 + VGS/VPO)2 4 8 12 VDS [V] VGS = -VPO Muy importante ATE-UO Trans 94

Comparación entre transistores bipolares y JFET (I) IC I D R IB V 1 B (P) + VBE - C (N) V 2 E (N) R Muy importante IG » 0 G (P) V 1 + VGS - D N V 2 S • En ambos casos, las tensiones de entrada (VBE y VGS) determinan las corrientes de salida (IC e ID). • En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET). • La potencia que la fuente V 1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal). ATE-UO Trans 95

Comparación entre transistores bipolares y JFET (II) Corriente de electrones en todo el dispositivo N- P+ (transistor unipolar) (D) (S) + UA P+ (G) UB + VGS - VDS - Muy importante • El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios). • El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva. • Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo. ATE-UO Trans 96

Estructura real de un JFET de canal N Si. O 2 S N+ N- G D N+ P+ P+ Contactos metálicos Canal N G Uso de un JFET de canal P R Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar I » 0 G G (N) en los mismas zonas de trabajo. V 1 ATE-UO Trans 97 + VGS - D P S V 2 -ID

Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor MESFET Contacto rectificador (Schottky) S G N- N+ D N+ Ga. As aislante G Pequeña polarización directa GS G Tensión GS nula ID Ga. As Contactos óhmicos G Polarización inversa GS, zona resistiva VGS > 0 VGS = 0 VGS<0 G VDS Polarización inversa GS, zona f. de corriente ATE-UO Trans 98

Los transistores de efecto de campo de metalóxido-semiconductor, MOSFET Estructura Nombre Contactos Si. O 2 Metal S metálicos G N+ P- D S N+ Metal G D Óxido Semiconductor + Substrato Símbolo G D D Símbolo G Substrato S MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N MOSFET de enriquecimiento de canal P S ATE-UO Trans 99

Principios de operación de los MOSFET (I) G S ++ ++ - + + - - N+ + + N+ P- D Zona de transición (con carga espacial) V 1 + Substrato G S +++ ++ - Substrato - -- -- - N+ -P- D -- N+ Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato) V 2 > V 1 + ATE-UO Trans 100

Principios de operación de los MOSFET (II) G S ++++ D ++++ N+ -- -- - - N+ P+ Substrato Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión” V 3 = V TH > V 2 Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga) Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos que empieza la inversión. Se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato. La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), VTH. ATE-UO Trans 101

Principios de operación de los MOSFET (III) G Situación con tensión mayor que la de umbral S +++++ D N+ -- - -- N+ PVDS ID G S +++++ Substrato P • Conectamos la fuente al substrato. D N+ -- - -- N+ P- V 4 > V TH VGS • Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador. ¿Cómo es la corriente de drenador? ATE-UO Trans 102

ID » 0 VDS » 0 G S +++++ Principios de operación de los MOSFET (IV) D N+ -- - -- N+ P- VGS Substrato • El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión VDS. • La situación es semejante a la que se da en un JFET. ATE-UO Trans 103 • Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado. • Con tensiones VDS pequeñas (<<VGS), el canal es uniforme. VDS =VDS 1 >0 G S +++++ N+ P- ID D - - - - - N+ Substrato VGS

VDS 2=VDSPO >VDS 1 ID G S +++++ N+ P- - - ------- D N+ VGS Principios de operación de los MOSFET (V) • El canal formado se contrae totalmente cuando VDS = VDSPO. VDS 3 >VDSPO ID Substrato G • Cuando VDS > VDSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET). S +++++ N+ P- - - ------- Substrato ATE-UO Trans 104 D N+ VGS

Principios de operación de los MOSFET (VI) VDS 2 > VDS 1 ID» 0 S N+ PSubstrato G D N+ S N+ P- G D N+ Substrato Si VGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula. En general, si VGS <VTH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador. ATE-UO Trans 105

Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N Referencias normalizadas G + VGS - D + VDS S - • Curvas de entrada: No tienen interés (puerta aislada del canal) ID • Curvas de salida ID [m. A] VGS = 4, 5 V 4 VGS = 4 V 2 VGS = 3, 5 V VGS = 3 V VGS = 2, 5 V 0 2 4 VDS [V] 6 VGS < VTH = 2 V Muy importante ATE-UO Trans 106

Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común ID 2, 5 KW D + - G VGS S + VDS - ID [m. A] VGS = 4, 5 V 4 VGS = 4 V 2 VGS = 3, 5 V 10 V VGS = 3 V VGS = 2, 5 V 0 4 8 VGS = 0 V < 2, 5 V < 3, 5 V < 4, 5 V Comportamiento resistivo 12 VDS [V] VGS < VTH = 2 V Muy importante Comportamiento como fuente de corriente Comportamiento como circuito abierto ATE-UO Trans 107

Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) y de la tensión umbral Ecuaciones no demostradas: IDPO » (VGS - VTH)2·Z· n·Cox/2 LC VTH » 2·f. F + (ers·xox/erox)·(4·q·NA·f. F/(ers·e 0))1/2 Z = longitud en el eje perpendicular a la representación. Cox = Capacidad del óxido por unidad de área de la puerta. ers, erox y e 0 = permitividades relativas del semiconductor y del óxido y permitividad absoluta. xox = grosor del óxido debajo de la puerta. f. F =VT·ln(NA/ni) ATE-UO Trans 108

Los MOSFET de deplexión (I) G S N+ N D • Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta. N+ PSubstrato G S P- N+ + D +++ N- - - - + VGS=V 1 N+ V 1 Substrato + - • Modo ACUMULACIÓN: Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más. ATE-UO Trans 109

Los MOSFET de deplexión (II) G S P- N+ D --- --+ + + N- Substrato + VGS=-V 1 N+ + V 1 - • Operación en modo DEPLEXIÓN: Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente. ATE-UO Trans 110

Los MOSFET de deplexión (III) • Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados. Esto ocurre en ambos modos de operación. VDS ID ID G S P- N+ - - - N- Substrato S D +++ N+ - + Modo acumulación V 1 P- N+ N- G D --- --+ + + + Substrato N+ V 1 + Modo deplexión ATE-UO Trans 111

Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión 4 Muy importante ID [m. A] Enriquecimiento VGS = 4, 5 V VGS = 4 V 2 ID [m. A] VGS = 3 V VGS = 2, 5 V Deplexión 0 VGS = 1 V 4 VGS = 0, 5 V 2 2 4 6 VDS [V] VGS < VTH = 2 V Modo acumulación VGS = 0 V VGS = -0, 5 V VGS = -1 V 0 VGS = 3, 5 V 2 4 VGS < -1, 5 V Modo deplexión 6 VDS [V] ATE-UO Trans 112

Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal D G S Tipo enriquecimiento D Canal N G Tipo S deplexión D D G G S Tipo enriquecimiento S Tipo deplexión Canal P ATE-UO Trans 113

Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal ID R R D + V 1 - G S + VDS - VGS Canal N -ID D V 2 + V 1 - G S + VDS - V 2 VGS Canal P Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo. ATE-UO Trans 114

Comparación entre transistores JFET y MOSFET ID ID R R IG » 0 V 1 D G V 2 + VGS S JFET, canal N D IG = 0 + V 1 G S V 2 VGS MOSFET, canal N • La potencia que la fuente V 1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente IG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal). • La tensiones V 1 y V 2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control. Muy importante ATE-UO Trans 115

Precauciones en el uso de transistores MOSFET S N+ P- G D N+ + D G S Substrato • El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos. • El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección. • Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento. ATE-UO Trans 116