Cours dElectronique Analogique ENSPS 1 ire anne Anne

Cours d’Electronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2005/2006 Thomas Heiser Institut d’Electronique du Solide et des Systèmes (In. ESS) Campus Cronenbourg tel: 03 88 10 62 33 email: heiser@iness. c-strasbourg. fr Version à jour du cours, Archives : énoncés examens http: //www-iness. c-strasbourg. fr/~heiser/EA/ 1

Introduction • Qu’est-ce que l’électronique ? Domaine de la physique appliquée qui exploite les variations de grandeurs électriques pour capter, transmettre ou analyser des informations. Le traitement de l’information est généralement assuré par des circuits électroniques. 2

• Qu’est-ce qu’un circuit électronique ? Un ensemble de composants (résistances, condensateurs, diodes, transistors, circuits intégrés: AOP, microprocesseurs, …) qui agissent sur les courants et tensions électriques ils engendrent, modifient et utilisent des signaux électriques. stockage et traitement de l’information, commande et contrôle d’appareillage, . . . amplificateur, redressement, modulateur , … générateur, capteur, compteur, …. 3

• L’hiérarchie de l’Electronique Technologies des composants semiconducteurs - Conception et modélisation des composants physique des semiconducteurs (transport de charge, interfaces, …) - Fabrication des composants physique de la matière condensée (croissance cristalline, dopage, …) Conception de circuits électroniques et microélectroniques - Conception de circuits fonctionnels - Conception assistée par ordinateur Traitement du signal, algèbre de Boole Réalisation de systèmes complets - Architecture des systèmes - Interfaces avec l’environnement - Systèmes asservis 4

• Electronique « Analogique » ou « Numérique » Electronique analogique - Variation continue des grandeurs électriques Information valeurs instantanées I(t) et V(t) Electronique numérique - Variation binaire des grandeurs électriques Codage de l’Information Niveau d’abstraction supplémentaire 5

• Pour quelles applications ? Instrumentation Robotique Communications Multimédia Systèmes informatiques Cartes mémoires … 6

• Pourquoi quels ingénieurs ? R&D sur les composants électroniques – réduction des dimensions, introduction de nouveaux matériaux, nouveaux types de composants: optoélectronique, de puissance, mémoires, . . . Simulation et programmation –R&D sur la simulation de la fabrication et du fonctionnement des C. I. Conception de circuits électroniques et de composants intégrés –conception, simulation et réalisation de circuits 7

• L’électronique : Un domaine en évolution exponentielle… En 1947 : le premier transistor (Shockley, Brattain, Bardeen) En 1957 : le premier CI (Texas / Kilby) 8

En 1971 : le premier Processeur (Hoff, Faggin, prix 200$) 4004 d’INTEL : 15/11/1971 (2250 Transistors Bipolaires, 108 KHz, 4 bits, 604 mots ad. ) 9

Aujourd’hui: ATHLON 64 X 2 Dual-core => deux processeurs sur un seul chip Mémoire cache (SRAM) 233 000 Transistors en technologie 90 nm Premier processeur Deuxième processeur 10

La « loi » empirique de Moore… Taille des transistors Taux d’intégration Vitesse de calcul 11

et demain… La nano-électronique Transistor 25 nm (10 nm possible) Couplage avec la micro-mécanique et l’optique (MEMS, MOEMS)… 12

Les technologies émergentes Electronique sur plastique Electronique moléculaire Une molécule comme composant 13

Mais ça ne se fait pas tout seul. . . 14

• L’ Electronique à l’ENSPS… 1 A: Les bases : - Electronique Analogique - Electronique Numérique - Complément d’électronique - Physique et technologie des semiconducteurs (ancien « Capteurs » ) 2 A: Notions avancées : - Electronique Numérique et Analogique II - Simulation et modélisation en microélectronique - Microcontrôleurs En option : - Physique des dispositifs électroniques à base de semiconducteurs - Electronique programmable - CAO 3 A: La spécialisation : - ENSPS: OPTION ELEC / OPTION PHYSIQUE 15 - MASTER: micro- et nanoélectronique: du composant au système sur puce

• Le lien avec les autres enseignements (1 A) : Physique de la matière semiconducteurs, théorie des bandes, transport de charges Systèmes asservis systèmes linéaires, circuits à contre-réaction Traitement du signal filtrage, systèmes linéaires, modulation. . . 16

Contenu du cours d ’électronique analogique Quelques rappels utiles 1. Les Diodes et applications des diodes 2. Le Transistor bipolaire et applications 3. Les Transistors à effet de champ et applications Bibliographie Principes d’électronique, Alberto P. Malvino, Mc. Graw-Hill, 1991 Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000 Traité de l’électronique analogique et numérique (Vol. 1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor, 1996 Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994 17 Logiciel de simulation gratuit: ICAP/4, version demo (www. intusoft. com)

Contenu du cours d ’électronique analogique et pour s’entraîner 12 séances de travaux dirigés 10 séances de travaux pratiques (4 h) et après … Compléments d’électronique (C. Lallement) : • Electronique et température, composants de puissance • Amplificateurs opérationnels: parfaits et réels applications • Autres composants intégrés (N 555): - interface A/N - autres applications 18

Rappels utiles Composants linéaires et loi d’Ohm I I • Résistance électrique = composant linéaire : V = R I V loi d’Ohm V R Le ”modèle linéaire” ne décrit le comportement réel du composant que dans un “domaine de fonctionnement (linéaire)” fini. • Généralisation au “régime harmonique” (variation sinusoïdale des tensions et courants) : C L composant linéaire : “impédance” : 19

Source de tension, source de courant Sources idéales : I I source de courant idéale : Io Io V charge V le courant fourni par la source est indépendant de la charge source de tension idéale : I V Vo Vo V charge I la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge 20

Sources réelles : domaine de fonctionnement linéaire ou “domaine de linéarité” I Io source de courant réelle : schéma équivalent V Le domaine de linéarité défini la “plage de fonctionnement” du composant en tant que source de courant Schéma équivalent: hyp : V domaine de linéarité I Io Ri V charge Ri = “résistance interne” (Gi = 1/Ri = conductance interne) tant que I >> courant dans la résistance interne source de “courant” Ri >> V/I = Ze = “impédance d’entrée” de la charge. 21

domaine de linéarité source de tension réelle : V Vo schéma équivalent I Schéma équivalent: hyp : V domaine de linéarité I Vo Ri V charge tant que la chute de potentiel aux bornes de Ri est faible devant V source de “tension” Ri << Ze 22

Transformation de schéma : Ri en fait. . . I Io Ri V charge Vo I “vu” de la charge avec = “courant de court-circuit” (charge remplacée par un court-circuit) [Vo = tension en “circuit ouvert” du dipôle] puisque selon la valeur de Ze/Ri on parle de source de tension (Ze>>Ri) ou source de courant (Ze<<Ri) Sources liées Lorsque la tension (ou le courant) délivrée par une source dépend de la tension aux bornes d’un des composants du circuit ou du courant le parcourant, la source est dite “liée”. Vous verrez des exemples de sources liées dans le cas des transistors. 23

Théorème de Thévenin Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et de sources de courant est équivalent à une résistance unique RTh en série avec une source de tension idéale Vth. A Rth I V B Vth IA V = “générateur de Thévenin” B Calcul de Vth: Calcul de Rth: ou en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées. [remplacement des sources de tension non-liées par un fil (Vo=0), et des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (Io=0)] 24

Théorème de Millmann Considérons le schéma suivant : Théorème utile pour calculer la tension en un nœud d’un circuit … 25

Principe de superposition Dans le cas des circuits électriques composés exclusivement d'éléments linéaires (résistances, capacités, inductances, générateurs de tension ou de courant indépendants ou dépendant linéairement d'un courant, d'une tension. . . ), la réponse dans une branche est égale à la somme des réponses par chaque générateur indépendant pris isolément, en inactivant tous les autres générateurs indépendants (générateurs de tension remplacés par des fils et générateurs de courants par des interrupteurs ouverts). ! Le circuit peut inclure des composants non-linéaires (diodes ou transistors …), qui opèrent dans un domaine restreint où leur comportement est approximativement linéaire. D’où l’intérêt des modèles à segments linéaires ou des modèles à petits signaux des composants électroniques dont nous parlerons dans ce cours. 26

Analyse statique / dynamique d’un circuit L’ Analyse statique … se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques (ou composantes continues, ou encore composantes statiques) = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes L’ Analyse dynamique … ne tient compte que des composantes variables des sources (ou “signaux” électriques, ou encore composantes alternatives (AC) ) Notation : lettres majuscules pour les composantes continues lettres minuscules pour les composantes variables 27

Illustration : Etude de la tension aux bornes d’un composant inséré dans un circuit. R 1 ve VE R 2 V(t)=V+v(t) ve = signal sinusoïdal, à valeur moyenne nulle VE = source statique Calcul complet V v(t) Principe de superposition : Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition s’applique la source statique VE est à l’origine de V et ve est à l’origine de v 28

Analyse statique : R 1 VE R 2 V “schéma statique” du circuit En statique, une source de tension variable à valeur moyenne nulle correspond à un court -circuit R 1 Analyse dynamique : VE indépendant du temps ve R 2 v “schéma dynamique” VE = 0 dans l’analyse dynamique Une source de tension statique correspond à un “court-circuit dynamique” 29

Autres exemples: R 1 R 2 1) ve Schéma statique R 1 Io R 3 V(t)=V+v(t) R 2 Io R 3 V Schéma dynamique R 1 ve R 2 R 3 v Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert. [puisque i(t)=0!] 30

2) ! C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui dépend de la fréquence du signal Val C vg Rg w R 1 R 2 V (t) Schéma statique : à fréquence nulle C = circuit ouvert Val R 1 R 2 V 31

Schéma dynamique : ZC vg w Rg R 2 R 1 v schéma équivalent dynamique pour w suffisamment élevée : et A “très hautes” fréquences (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par un court-circuit. 32

1. Les Diodes 1. 1 Définition Id Id n Caractéristique couranttension d’une diode idéale : Vd sous polarisation “directe” (“Vd 0”), la diode = court-circuit (i. e. conducteur parfait) Vd sous polarisation “inverse” (Vd<0) la diode = circuit ouvert Le courant Id ne peut “passer que dans un sens”. Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le redressement d’une tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …). La diode (même idéale) est un composant non-linéaire Aujourd’hui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs (jonction PN ou diode Schottky, cf cours Phys. et Tech. des SC 1 A et Option: Physique des 33 dispositifs électroniques à base de SC, 2 A)

1. 2 Caractéristiques d’une diode réelle à base de Silicium hyp: régime statique (tension et courant indépendants du temps) Id 140 comportement linéaire 100 60 Is 20 -2 -1. 5 -1 -0. 5 0 0. 5 Vo 1 Vd n Pour Vd <0, la diode se comporte comme un bon isolant : Is ~ 1 p. A - 1µA , la diode est dite “bloquée” dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire le courant “inverse”, Is , augmente avec la température n Pour Vd >> ~0. 7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire la diode est dite “passante” mais Id n’est pas proportionnel à Vd (il existe une “tension seuil”~ Vo) 34

Id 140 100 60 20 -2 -1. 5 -1 -0. 5 0 0. 5 Vo 1 Vd n Zone « du coude » : Vd [0, ~ Vo] : augmentation exponentielle du courant avec 1 2 (facteur “d’idéalité”) VT = k • T/e k = 1, 38 10 -23 J/K= constante de Boltzmann e= 1. 6 10 -19 Coulomb, T la température en °Kelvin Is = courant inverse le comportement est fortement non-linéaire forte variation avec la température ! VT (300 K) = 26 m. V / “Diode idéale” car comportement identique à celle prévue pour une jonction PN… 35

Limites de fonctionnement : Id n Zone de claquage inverse Ordre de grandeur : Vmax = quelques dizaines de Volts Vd. Id=Pmax Vmax ! peut conduire à la destruction pour une diode non conçue pour fonctionner dans cette zone. Vo Vd ! Vmax = « P. I. V » (Peak Inverse Voltage) ou claquage par effet Zener « P. R. V » (Peak Reverse Voltage) ou Avalanche n Limitation en puissance (1/2 W pour les diodes standards) Il faut que Vd. Id=Pmax n Influence de T : diode bloquée : Id = IS double tous les 10°C (diode en Si) diode passante : Vd (à Id constant) diminue de ~2 m. V/°C 36

1. 3 Diode dans un circuit et droite de charge Point de fonctionnement n Comment déterminer la tension aux bornes d’une diode insérée dans un circuit et le courant qui la traverse? Id Val Vd R L VR Id , Vd, ? Id et Vd respectent les Lois de Kirchhoff Id et Vd sont sur la caractéristique I(V) du composant Au point de fonctionnement de la diode, (Id, Vd) remplissent ces deux conditions 37

Droite de charge = Droite de charge de la diode dans le circuit n Loi de Kirchoff : Caractéristique I(V) Id Val/RL IQ Q Q= Point de fonctionnement « Droite de charge » Vd VQ Val Connaissant Id(Vd) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement ! procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant ! On peut “calculer” le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié. 38

1. 4 Modéles « statiques » hyp: Id, Vd constants ou à variation lente (pas d’effets transitoires). =“modèles grands signaux, basses fréquences” Modèle de “première” approximation: Diode « idéale » On néglige l’écart entre les caractéristiques réelle et idéale Id pas de tension seuil l conducteur parfait sous polarisation directe l Vd <0: circuit ouvert Id l Vd Vd n Schémas équivalents : Id pente=1/Ri Ri diode “passante” Val Vd Val >0 Ri Val Id Val< 0 Ri Vd diode “bloquée” Val 39

Modèle amélioré de « seconde approximation » tension seuil Vo non nulle l caractéristique directe verticale (pas de “résistance série”) l Vd <0: circuit ouvert Id l Vd Vd Vo ! Pour une diode en Si: Vo 0, 6 -0, 7 V schémas équivalents : n Schémas équivalents Id Ri pente=1/Ri Val diode “passante” Vo Vd Val >Vo Ri Vo Val Id Val<Vo Ri Vd diode “bloquée” Val 40

Modèle de 3 ième Approximation tension seuil Vo non nulle l résistance directe Rf non nulle l Vd <0: résistance Rr finie Caractéristique réelle pente = 1/Rf Id l Vd pente = 1/Rr~0 ! Pour une diode en silicium, Vo = 0, 6 -0. 7 V, Rf ~ q. q. 10 , Rr >> M , Modélisation Vd -2 -1. 5 -1 -0. 5 0 0. 5 1 1 Vo n Schémas équivalents schémas équivalents : Id Val >Vo : pente=1/Ri Vd Vo Val Ri Val Vo Vd Id diode passante Rf Id Ri Val <Vo : Vd Val diode bloquée Rr 41

Remarques : n n Le choix du modèle dépend de la précision requise. n Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la caractéristique inverse, …. ) sont pris en compte par des modèles plus évolués (modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE). 42

Calcul du point de fonctionnement via l’utilisation des schémas équivalents : Problème: le schéma dépend de l’état (passante ou bloquée) de la diode. Il y a deux schémas équivalents possibles… Lequel est le bon? Démarche (pour débutant. . . ): a) choisir le schéma (ou état) le plus vraisemblable (en vous aidant par exemple de la droite de charge) b) calculer le point de fonctionnement Q de la diode c) vérifier la cohérence du résultat avec l’hypothèse de départ S’il y a contradiction, il y a eu erreur sur l’état supposé de la diode. Recommencer le calcul avec l’autre schéma. Démarche pour étudiants entraînés. . . Un coup d’œil attentif suffit pour “deviner” l’état (passant/bloqué) de la diode ! Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent. . . 43

Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 2 ième approximation pour la diode. hypothèse initiale : diode passante [ Vd >Vo , (Id>0)] ID Diode en Si : Vo = 0. 6 V OK! En partant de l’hypothèse d’une diode bloquée: En utilisant la 3 ième approximation: (Rf = 15 , Rr = 10 M ) Rem: Refaites le calcul après avoir remplacée la résistance de 1 k par 10 … 44

Autres exemples : 1) Calcul de Id et Vd 50 pour : Val Rc Diode au Si a)Val = -5 V, Rc = 1 k b) Val = 5 V, Rc = 1 k c) Val= 1 V, Rc = 1 k d) Val= 1 V, Rc = 10 Conseil: simplifier le circuit d’abord avant de vous lancer dans des calculs 2) D 1 D 2 2 V 100 Diode au Si 50 3) 1 V Diodes au Si 45

1. 5 Modèles dynamiques Modèle petits signaux, basses fréquences n Variation suffisamment lente pour que ID(VD) soit toujours en accord avec la caractéristique “statique” de la diode. n. Variation de petite amplitude autour du point de fonctionnement statique Q : la caractéristique Id(Vd) peut être approximée par la tangente en Q pente : Id schéma équivalent dynamique correspondant au point Q : 2|id| Q Vd Vo 2| v| = “résistance dynamique” de la diode ! Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit ! 46

n Notation : rf = = résistance dynamique pour Vd. Q> 0 rr = = résistance dynamique pour Vd. Q < 0 Pour Vd >> Vo, rf Rf Pour Vd [0, ~Vo] , Pour Vd < 0 , rr Rr ! à température ambiante : ! proche de Vo la caractéristique I(V) s’écarte de la loi exponentielle rf ne devient jamais inférieure à Rf (voir courbe expérimentale, p 27) 47

Exemple : 1 k 5 V C D Ra 10µF Ve diode: Si, Rf = 10 , Vo = 0, 6 V , Température : 300 K Rb 2 k Vd(t) ve Analyse statique : Analyse dynamique : Schéma dynamique : 1 k ve 2 k Amplitude des ondulations résiduelles : 1, 2 m. V vd ~ 12 48

Réponse fréquentielle des diodes n Limitation à haute fréquence : Pour des raisons physiques, le courant Id ne peut suivre les variations instantanées de Vd au delà d’une certaine fréquence. apparition d’un déphasage entre Id et Vd le modèle dynamique basse fréquence n’est plus valable n Le temps de réponse de la diode dépend : du sens de variation (passant bloqué, bloqué passant) ( signaux de grande amplitude) du point de fonctionnement statique (pour des petites variations) 49

n Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation directe (Vd. Q >0) Une petite variation de Vd induit une grande variation Id, c’est -à-dire des charges qui traversent la diode A haute fréquence, des charges restent “stockées” dans la diode (elle n’arrivent pas à suivre les variations de Vd) ~ Comportement d’un condensateur, dont la valeur augmente avec Id (cf physique des dispositifs semiconducteurs) Modèle petits signaux haute fréquence (Vd >0) : rc rsc Ordre de grandeur : Cd ~ 40 n. F à 1 m. A, 300 K. = “capacité de diffusion” à basse fréquence : rc + rs = rf la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu. 50

suite de l’exemple précédent…: 5 V 1 k Rb 2 k C Id = 2, 2 m. A Cdiff ~100 n. F D Ra 10µF A quelle fréquence la capacité dynamique commence-t-elle à influencer la tension vd ? Vd(t) ve Schéma dynamique en tenant compte de Cdiff : 1 k ~ 12 ve rth ~11 v Cdiff (hyp simplificatrice: rc ~0) vth v Cdiff = « filtre » passe-bas -3 d. B log f 51

n Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation inverse (Vd. Q < 0) : Une variation de Vd entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son tour déplace les charges électriques. A haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieur à Is. Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique : Modèle petits signaux haute fréquence (Vd < 0) : rr = capacité de “transition” ou “déplétion” Ordre de grandeur : ~p. F 52

n Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse Le temps de réponse fini de la diode s’observe aussi en « mode impulsionnel » , lorsque la diode bascule d’un état passant vers un état bloqué et vice-versa. VQ Vg Vo R t -VR Vo V d Vg Vd -V R Id temps de réponse (VQ-Vo)/R -VR/R le temps de réponse dépend du courant avant commutation. ordre de grandeur : ps ns 53

1. 6 Quelques diodes spéciales Diode Zener Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une tension seuil négative ou « tension Zener » (VZ) n Caractéristiques VZ : tension Zener (par définition: VZ >0) Id -Vz Vd Imin : courant minimal (en valeur absolue) au delà duquel commence le domaine linéaire “Zener” -Imin Imax : courant max. supporté par la diode (puissance max: Pmax ~VZImax) -Imax Ordre de grandeur : VZ ~1 -100 V , Imin ~0, 01 - 0, 1 m. A, Pmax régime de fonctionnement 54

n schémas équivalents Modèle statique : hyp : Q domaine Zener Vd Id -Vz Vd Id Rz + Vz -Imin Modèle dynamique, basses fréquences, faibles signaux : Q pente 1/Rz -Imax pour |Id| >Imin 55

Diode électroluminescente (ou LED) n Principe : La circulation du courant provoque la luminescence Fonctionnement sous polarisation directe (V > Vo) L’intensité lumineuse courant électrique Id ! Ne fonctionne pas avec le Si (cf. cours Capteurs) Vo 0. 7 V ! (As. Ga(rouge): ~1. 7 V; Ga. N(bleu): 3 V) 56

Diode Schottky Une diode Schottky est une diode qui a un seuil de tension Vo très bas et un temps de réponse très court. Diode Varicap Une varicap est une diode à capacité variable. Elle utilise la variation de C t avec Vd en polarisation inverse. Photodiode Sous polarisation inverse, la photodiode délivre un courant proportionnel à l’intensité de la lumière incidente. 57

1. 7 Applications des Diodes Un aperçu qui sera complété en TD et TP. Limiteur de crête (clipping) n Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre une tension d’entrée trop élevée ou d’une polarité donnée. Clipping parallèle (diode // charge) Rg circuit à Ze protéger Ve Vg Ve ne peut dépasser significativement Vo Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode. Clipping série : Ie Rg Vg Ve(t) circuit à Ze protéger Ie ne peut être négatif 58

Protection contre une surtension inductive (ex: ouverture/ fermeture d’un relais) +20 V V n ouverture de l’interrupteur : L I A +20 V n Protection par diode : VA + risque de décharge électrique à travers l’interrupteur ouvert ! L’interrupteur pourrait être un transistor. . . Vmax<0 ~ - 0. 7 V V VA ~20, 7 V I ! la conduction de la diode engendre un courant transitoire et diminue la tension inductive. 59

Alimentation n Objectif: Transformer un signal alternatif en tension continue stable (ex: pour l’alimentation d’un appareil en tension continue à partir du secteur) Les fonctions effectuées par une alimentation : Redressement Filtrage passe-bas Régulation V>0 V<0 60

Redressement simple alternance Vs 220 V 50 Hz Vs Rc (cf avant) t Ri =résistance de sortie du transformateur Vm =amplitude du signal du secondaire Redressement double alternance (pont de Graetz) R D 1 Vs V , i D 2 Vi Vs D 3 Rc ~1. 4 V t D 4 61

50 avec filtrage : R D 2 200µF D 3 D 4 Rc=10 k Vi D 1 Vs ondulation résiduelle Charge du condensateur à travers R et décharge à travers Rc RC << Rc. C sans condensateur avec condensateur Régulation: utilisation d’une diode Zener (cf TD, TP et chapitre sur les transistors) 62

Autres configurations possibles : n Utilisation d’un transformateur à point milieu : secteur ~ ! mauvais rendement, puisqu’à chaque instant seule la moitié du bobinage secondaire est utilisé transformateur à point milieu n Alimentation symétrique : +Val secteur ~ masse -Val 63

Restitution d’une composante continue (clamping) ou « circuit élévateur de tension » n Fonction : Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives) reconstitution d’une composante continue (valeur moyenne) non nulle Rg Exemple : C Vc Vg(t) D Vd Fonctionnement : (hyp: diode au silicium) l Lorsque Vg - Vc > ~0. 7 V , la diode est passante Rg Vg I l Lorsque Vg - Vc < 0. 7, la diode est bloquée C Vc Rg Vd ~0. 7 V C Vc Vg Vd C se charge et Vc tend vers Vg – 0. 7 Vc = constant (C ne peut se décharger!) Vd ~ 0. 7 Vd = Vg +Vc ~ composante continue 64

l Cas particulier : Rg (C déchargé) C Vc Vg(t) D Vd Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge Simulation Vg charge du condensateur Vc C=1µF Rg =1 k f= 100 hz Vm =5 V Vd 0. 7 V Vd t (s) 65

Charge de C avec une constante de temps de Rg. C à chaque fois que la diode est passante Décharge de C avec une constante de temps Rr. C Le circuit remplit ses fonctions, si pour f >>1/Rr. C ( 105 hz dans l’exemple) : en régime permanent: Vd Vg - Vm composante continue Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive. 66

Multiplieur de tension n Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir d’un signal d’entrée variable. La tension continue est généralement un multiple de l’amplitude du signal d’entrée. Exemple : doubleur de tension Rg Vg ~ C VD 1 clamping VRc Cl Rc>> Rg Vm=10 V, f=50 Hz, C=10µF Rc=100 k. redresseur monoalternance avec filtre RC VD 1 , VRc * En régime établi, le courant d’entrée du redresseur est faible (~ impédance d’entrée élevée) t régime transitoire / permanent * Il ne s’agit pas d’une bonne source de tension, puisque le courant de sortie (dans Rc) doit rester faible (~ résistance interne élevée) 67

Autre exemples : Doubleur de tension source AC charge L’impédance d’entrée de la charge doit être >> Rf + Rtransformateur+Rprotection ! source “flottante” nécessité du transformateur 68

2. Transistor bipolaire 2. 1 Introduction n le Transistor = l’élément “clef” de l’électronique il peut : amplifier un signal amplificateur de tension, de courant, de puissance, . . . être utilisé comme une source de courant agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire) essentiel pour l’électronique numérique. . . il existe : soit comme composant discret soit sous forme de circuit intégré, i. e. faisant partie d’un circuit plus complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de transistors par circuit (microprocesseurs) 69

n on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ différents mécanismes physiques n Ils agissent, en 1 ière approx. , comme une source de courant commandé transistor bipolaire : commandé par un courant transistor à effet de champ: commandé par une tension Icontrôle Vcontrôle source de courant commandée par un courant source de courant commandée par une tension A = “gain” en courant G = transconductance. Idéalement : l’étage d’entrée ne dépend pas de l’étage de sortie. 70

2. 2 Structure et fonctionnement d’un transistor bipolaire n Structure simplifiée Transistor NPN Transistor PNP E diode « EB » couplage entre les diode « BC » B P+ N E émetteur base P collecteur C N+ diode « EB » B P N C diode « BC » Deux « jonctions PN ou diodes » couplées « effet transistor » Symétrie NPN/PNP 71

n Effet transistor Conditions de polarisation : Jonction EB : directe Jonction BC: inverse = MODE ACTIF du transistor Exemple: Transisor NPN RE VEE E IE N + P e. IB N C IC RC B VCC si VEE > ~ 0. 7 V , jonction EB passante VBE ~ 0. 7 V, IE >> 0 La jonction EB est dissymétrique (dopage plus élevé côté E) courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E) VCC > 0, jonction BC “bloquée” => champ électrique intense à l’interface Base/Collecteur La majorité des électrons injectés par l’émetteur dans la base sont collectés par le champ IC ~IE et IB = IE -IC << IE En mode actif, IC est contrôlé par IE , et non vice versa… 72

n Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale. . . Contraintes de polarisation : VBE > ~ 0. 7 V, VCB > - 0. 5 V. n Symboles C C B IE >0 en mode actif B E PNP NPN E n. Conventions des courants : IB IC IE NPN IE = IB+IC IB IC IE PNP 73

2. 3 Caractéristiques du transistor NPN VCE n Choix des paramètres : Les différentes grandeurs électriques (IE, IB, VBE, VCE, …) sont liées: différentes repésentations équivalentes des caractéristiques électriques existent RE VEE IE VBE RC IC IB VCC VCB l Configuration “Base Commune” ( base = électrode commune) Caractéristiques : IE (VBE, VBC), IC (VBC , IE) l Configuration “Emetteur Commun” (émetteur= électrode commune) Caractéristiques : IB (VBE , VCE), IC (VCE, IB) La représentation des caractéristiques en configuration “collecteur commun” est plus rare. 74

n. Caractéristiques en configuration BC : CAS DU TRANSISTOR NPN IE (VBE, VCB) : « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) ~ caractéristique d’une jonction PN IE (m. A) VCB=0 , -15 2 ! très peu d’influence de IC (resp. VCB) 1 VBE (V) 0. 1 0. 5 Jonction BE bloqué IE ~ 0, VBE < 0. 5 V Jonction BE passante IE >0, VBE 0. 6 -0. 7 V= « Vo » 75

mode actif IC (VCB, IE) : Ic (m. A) IE (m. A) 2. 0 1. 5 1. 0 1 0. 5 0 -0. 5 1 2 3 VCB (V) jonction PN polarisée en inverse tension seuil de la jonction BC pour VCB > ~-0. 5 V, on a IC =a. F IE , avec a. F proche de 1. ä En mode actif, pour IE = 0, on a IC = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0 ä Transistor en “mode bloqué” pour VCB -0. 7, la jonction BC est passante, IC n’est plus controlée par IE ä Transistor en “mode saturé” Ordre de grandeur : a. F ~0. 95 - 0. 99 F = “gain en courant continue en BC” 76

n. Caractéristiques en configuration EC : IB (VBE, VCE) : « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) IB (µA) VCE= 0. 1 V N 3 P N IB 1. 5 0 IC IE > 1 V 0. 1 0. 2 0. 3 VBE (V) VBE > 0. 6 V, jonction PN passante * IB <<IE charges non collectées par le champ électrique de la jonction BC Influence non-négligeable de VCE sur F “Effet Early” 77

IC (VCE, IB) : Ic(m. A) Ib= 20 µA 15µA 2 10µA 1 5µA VCE (V) 1 Transistor saturé Transistor bloqué IC = “ICO” 3 5 Mode actif : BE passant, BC bloquée VBE 0. 7 V et VCB >~ -0. 5 V VCE = VCB +VBE > -0. 5 + 0. 7 ~0. 2 V h. FE = “gain en courant continue en EC” = “b. F” ordre de grandeur : h. FE ~ 50 - 250 ! Grande dispersion de fabrication sur h. FE. Effet Early : a. F tend vers 1 lorsque VCE augmente h. FE augmente avec VCE Mode saturé : Diode BC passante -> IC ~ indépendant de IB h. FE diminue lorsque VCE 0 78

n Modes actif / bloqué / saturé Transistor NPN Configuration EC : Mode actif : Mode bloqué : Mode saturé : C C B IB B E C B h. FE IB ~0. 7 V E Mode actif B C ~0. 8 V E E Mode bloqué ~0. 2 V Mode saturé VCC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin) VCE ne peut pas dépasser cette valeur! 79

Transistor PNP Configuration EC : Mode actif : Mode bloqué : Mode saturé : C C B IB B C h. FE IB ~0. 7 V ~0. 2 V ~0. 8 V E E Mode actif E Mode bloqué E Mode saturé 80

n Valeurs limites des transistors Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC) Puissance maximale dissipée : Pmax =VCE IC Courants de saturations inverses : IC , IB et IE 0 en mode bloqué ICVCE =Pmax fiches techniques : 81

n Influence de la température La caractéristique d’une jonction PN dépend de la température ! les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T VBE, à IB, E constant, diminue avec T ou réciproquement : pour VBE maintenue fixe, IE (et donc IC) augmente avec T Risque d’emballement thermique : 82

2. 4 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit Point de fonctionnement n Droites de charges : Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de Kirchhoff appliquées au circuit. Exemple : l Comment déterminer IB, IC, VBE, VCE ? +VCC Droites de charges : Rc Rth Vth 83

n Point de fonctionnement IB VBEQ 0. 6 -0. 7 V, dès que Vth> 0. 7 V (diode passante transistor actif ou saturé) Q IBQ 0. 1 0. 2 0. 3 VBE (V) VBEQ Ic(m. A) Q ICQ IBQ ICO VCEsat VCEQ Q fixe le mode de fonctionnement du transistor VCE (V) 84

Exemple : Calcul du point de fonctionnement +VCC=10 V Rc=3 k Rth IB Rth=30 k h. FE =100 Vth =1 V Vth 0. 7 V Rc Vcc h. FE IB On a bien : ~0, 3 <VCEQ < VCC Résultat cohérent avec le mode actif du transistor. 85

l Remplacement de Rth par 3 k : +VCC=10 V Rc=3 k Rth=3 k h. FE =100 !! Vth =1 V Résultat incompatible avec le mode actif ! le modèle donne des valeurs erronnées Cause : En ayant augmenté IBQ, (réduction de Rth) Q a atteint la limite de la zone correspondant au mode actif Ic(m. A) Q IBQ et VCEQ VCE (V) 86

n Quelques circuits élémentaires : t<0 : Transistor interrupteur: +VCC RB “Interrupteur ouvert” t RB t>0 : IC RC Rc VBB 0. 7 V VBE < 0. 7 V Mode bloqué +VCC VBE > ~0. 8 V, telque Rc. Ic ~VCC VCE ~qq. 100 m. V Interrupteur fermé VCC RB Interrupteur ouvert VCC ~0. 8 V RC “Interrupteur fermé” ~0. 2 V <<VCC VCE 87

Transistor source de courant : VCC charge Rc “quelque soit” Rc … tant que le transistor est en mode actif I • E VBB RE Source de courant Domaine de fonctionnement : l pour Rc supérieure à Rcmax transitor saturé ! 88

Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension 10 V 15 V 560 charge 10 k I Vz =5, 6 V 10 k 4, 7 k I charge 89

Transistor, amplificateur de tension : l. Point de fonctionnement “au repos” : Transistor en mode actif lorsque v. B = 0 (amplificateur “classe A”) +VCC RC B • v. B VBB hypothèses : l Amplitude du signal v. B suffisamment faible pourque le transistor soit à chaque instant actif IC l En 1 ière approximation : • E VSortie (IB <<IC) RE En négligeant la variation de VBE : Enfin : et avec : Le “signal”v. B est amplifié par le facteur ! Av = “ ” pour RE =0 ? ? voir plus loin pour la réponse. . . Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale? 90

2. 5 Circuits de polarisation du transistor l Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor l Le choix du point de repos dépend de l’application du circuit. l Il doit être à l’intérieur du domaine de fonctionnement du transisor (IC(B) < Imax, , VCE (BE) <Vmax, . . ) l Les principales caractéristiques d’un circuit de polarisation sont : sensibilité par rapport à la dispersion de fabrication du transistor (incertitude sur h. FE , … ) stabilité thermique. (coefficient de température des différents paramètres du transistor : VBE, h. FE, …). 91

n Circuit de polarisation de base (à courant IB constant) IC RC VCC RB IC 1 IC 2 Dispersion de fabrication: h. FE mal défini Q 1 Q 2 même IB 2 transistors différents VCE 1 VCE 2 Conséquence : D h. FE D Ic D VCE Le point de repos dépend fortement de h. FE = inconvénient majeur Circuit de polarisation peu utilisé. Exemple : Transistor en mode saturé RB tel que en prenant pour h. FE la valeur minimale garantie par le constructeur. 92

n Polarisation par réaction de collecteur +VCC RB RC Le point de fonctionnement reste sensible à h. FE Propriété intéressante du montage : Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque VCE ne peut être inférieur à 0. 7 V Cas particulier : RB=0 Le transistor se comporte comme un diode. 93

n Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant » +VCC R 1 +VCC RC (Vo~0. 7 V) Rc Rth R 2 Vth avec et RE Peu sensible à h. FE : Bonne stabilité thermique de IC à condition que Vth >>Vo <~> VB >>Vo Règles « d’or » pour la conception du montage : • Rth/RE 0. 1 h. FEmin ou encore R 2 < 0. 1 h. FEmin RE IR 2 10 Ib • VE ~VCC/3 L Diminuer Rth augmente le courant de polarisation IR 1 94

+VCC Une façon de comprendre la stabilité du montage : R 1 RC RE introduit une contre-réaction R 2 Augmentation de T IE augmente RE VBE et IE diminuent VE augmente contre-réaction diminue de 2 m. V/°C VB ~Vth 95

2. 6 Modèle dynamique petits signaux l Variation de faibles amplitudes autour d’un point de fonctionnement statique l Comportement approximativement linéaire Modèles équivalents n Caractéristique d’entrée : +VCC IB dr oit RC B • v. B VBB IC e d e c ha i. B rg IBQ • E VSortie RE e 0 t Q VBE 0. 2 0. 4 0. 6 v. BE t Pour v. B petit: hie = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC 96

Notation : = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC B vbe ib C hie E hie « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle linéaire) ! Ne pas confondre hie avec l’impédance d’entrée du circuit complet. (voir plus loin). ! A température ambiante (300 K) on a : 97

droite de charge n Caractéristique de sortie en mode actif : Ic ic=hfe ib En première approximation : B ib t IBQ+ib Q IBQ ic C VCE hie hfeib hfe = gain en courant dynamique h. FE en Q (*) E En tenant compte de l’effet Early: ic C B ib hie vce où = impédance de sortie du transistor en EC hfeib hoe-1 Ordre de grandeur : 100 k - 1 M E Le modèle dynamique ne dépend pas du type (NPN ou PNP) du transistor 98

Note sur h. FE et hfe : droite de charge Ic Ic IB (µA) tangente en Q 20 Q 1 Q 15 10 droite passant par l’origine 5 VCE IB (µA) on a généralement : sauf à proximité du domaine saturé 99

n Analyse statique / analyse dynamique Exemple: Amplificateur de tension VCC A. N. : Vcc=15 V R 1=47 k R 2=27 k Rc=2. 4 k RE=2. 2 k h. FE=100 VCC R 1 Rc statique vg C Vs=VS+vs R 2 RE VS signal R 2 RE composante continue Analyse statique : on ne considère que la composante continue des courants et tensions C = circuit ouvert (aucun courant moyen circule à travers C). Point de fonctionnement statique Q (cf avant) 100

Analyse dynamique : Hypothèses : transistor en mode actif schéma équivalent du transistor Schéma dynamique du circuit : R 1 R 2 vg Rc ib (circuit ouvert) hie hfeib hoe-1 transistor vs RE en négligeant hoe. . . ib hie vg R 1 // R 2 hfeib Rc vs RE 101

Pour C suffisamment élevée on peut négliger son impédance devant les résistances : ib hie vg R 1 // R 2 hfeib Rc vs RE Calcul de la fonction de transfert vs/vg : Pour RE >> hie/hfe on retrouve le résultat de la page 94. 102

Autre exemple : . R 1=10 Régulateur de tension IDz Transistor de puissance DZ Ve = 15 ± 2 V DZ = diode Zener avec |VZ|=9, 4 V Imin = 1 m. A C B . R 2 = 500 IR 2 IC T RL charge: Vs =VS + vs ondulation résiduelle composante continue En statique : Ve = 15 V VD VZ et VBE 0. 6 V VS 10 V et 103

Efficacité de régulation ondulation résiduelle : Ve varie de ± 2 V, quelle est la variation résultante de Vs ? Etude dynamique du montage : . R 1 C Rz ve R 2 ib hie vs RL hfeib . R 1 C hie <<R 2 ve Rz i ib hie RL vs hfeib 104

R 1 ve . C i RL vs Le même montage sans transistor aurait donnée une ondulation résiduelle de 105

n Modèle dynamique hautes fréquences Aux fréquences élevées on ne peut pas négliger les capacités internes des jonctions EB et BC. En mode actif : la jonction EB introduit une capacité de diffusion Cd la jonction BC introduit une capacité de transition Ct. Schéma équivalent dynamique hautes fréquences B Ct rce i. B ’ Cd h. FE rse i. C C hfe i. B’ ro E ! Ces capacités influencent le fonctionnement du transistor aux fréquences élevées et sont responsable d ’une bande passante limitée des amplificateurs à transistor bipolaire (cf plus loin). 106

2. 7 Amplificateurs à transistors bipolaires 2. 7. 1 Caractéristiques d’un amplificateur Rg amplificateur +VCC ie ve vg source Ze vs Zs -VEE il RL charge v. L l Fonction: amplifier la puissance du “signal” tout amplificateur est alimentée par une source d’energie externe (ici: VCC et (ou) VEE) l L’entrée de l’amplificateur est caractérisée par son impédance d’entrée l La sortie agit comme une source de tension vs caractérisée par son impédance de sortie Zs ! Zs = résistance de Thévenin équivalent au circuit vu par RL 107

l Gain en tension : Rg Comme Zs 0 le gain en tension dépend de la charge Définitions Gain “en circuit ouvert” : +VCC ie ve vg source Ze vs Zs -VEE i. L RL charge Gain “sur charge” : Gain “composite”: (tient compte de la résistance de sortie de la source) Ù Comme Ze , Avc diffère de Av. L l Gain en courant : l Gain en puissance : 108 v. L

L’amplificateur “idéal” : l Gains indépendants de l’amplitude et de la fréquence (forme) du signal d’entrée l Impédance d’entrée élevée peu de perturbation sur la source l Impédance de sortie faible peu d’influence de la charge La réalité. . . n Domaine de linéarité : distorsion du signal pour des amplitudes trop élevées Nonlinéarité des caractéristiques électriques des composants la tension de sortie ne peut dépasser les tensions d’alimentation n Bande passante limitée : le gain est fonction de la fréquence du signal capacités internes des composants condensateurs de liaison Impédances d’entrée (sortie) dépendent de la fréquence 109

Illustration : système audio 110

2. 7. 2 Amplificateur à émetteur commun (EC) n Particularités des amplificateurs EC : l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor l La sortie est “prise” sur le collecteur l La borne de l’émetteur est commune à l’entrée et à la sortie ”Emetteur commun” n Les différences d’un amplificateur EC à l’autre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de “découplage” (cf plus loin). 111

Exemple : VCC RC R 1 CB Polarisation par diviseur de tension Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL. CC RL vg R 2 vs hypothèses : RE u Point de repos du transistor: mode actif ( choix des résistances) u A la fréquence du signal les impédances condensateurs “de liaison” sont négligeables : ! CB est nécessaire pour que le point de fonctionnement statique (vg=0) ne soit pas modifié par la présence du générateur de signaux. ! Cc évite que la charge “voit” la composante continue de VC, et qu’elle influence le point de repos du transistor. 112

n Analyse statique : Les condensateurs agissent comme des circuits ouverts circuit de polarisation à pont diviseur n Analyse dynamique : R 1 ie RC vg C RL vg R 2 v. L ib r. B ve hie rc hfeib RE RE l Gain en tension (sur charge): Gain en circuit ouvert : Remplacer rc par Rc 113 v. L

ie l Impédance d’entrée : Ze dépend de l’endroit d’où vous “regardez” l’entrée de l’amplificateur. r. B ve hie - Impédance d’entrée vue de la source : Ze å schéma équivalent “vu de la source” : - Impédance d’entrée vue après les résistances de polarisation : (hie ~qq. 100 à qq. 1 k Ohms) ie l Gain en courant : vg i. L r. B ve hie hfeib rc RE 114

l Impédance de sortie : Zs dépend de l’endroit d’où vous “regardez” la sortie. hfeib Rc RL Impédance de sortie vue de la charge (RL): Zs ’ Zs de l’ordre de quelques k loin d’une source de tension idéale Av. L diminue lorsque RL < ~Rc Parfois RC constitue aussi la charge de l’amplificateur (tout en permettant la polarisation du transistor) Impédance de sortie vue de Rc : ! ne tient pas compte de l’effet Early (hoe) ! approximativement vraie tant que le transistor est en mode actif 115

ie Avec l’effet Early : vg i. L r. B ve hie hfeib Rc vsortie RE Zs ’ Méthode de calcul possible (en fait la plus simple ici) : Zs’ = RTh. AB = résistance entre A et B, avec vg court-circuité = vs / is ! A r. B ib l hie hfeib RE is vs l B 116

l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : Ic droite de charge dynamique: pente 1/(rc+RE), passe par Qrepos vce ic IBQ droite de charge statique Q(repos) VCE vce t le point de fonctionnement reste sur une droite de charge dite dynamique 117

La forme du signal de sortie change lorsque le point de fonctionnement touche les limites, bloquée ou saturée, du domaine linéaire. Ic Ic droite de charge Q(repos) IBQ Q(repos) VCE vce Point de repos optimale pour une dynamique maximale : 118

résumé sous forme d’un schéma 1 D (Morgan) 119

n Amplificateur EC avec émetteur à la masse : RE est nécessaire pour la stabilité du point de fonctionnement statique. RE diminue considérablement le gain. . . “Remède” : découpler (“shunter”) RE par un condensateur en parallèle seul le schéma dynamique est modifié. VCC RC R 1 pour CE ou f suffisamment* élevé : ie CB CC RL vg R 2 * : RE vs vg ib r. B ve hie hfeib rc CE 120

l Gain en tension (sur charge): >> gain avec RE le gain dépend fortement de rf (résistance interne de la fonction BE) (la contre-réaction n’agit plus en dynamique…) or Le gain dépend de IC distorsion du signal aux amplitudes élevées l Impédance d’entrée de la base : l Impédance de sortie : significativement réduit. . . (vue de la charge RL) 121

l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : “droite de charge dynamique” Ic vce ic ICQ Q droite de charge statique VCE Il y a déformation du signal dès que : Le point de repos optimal correspond à 122

n L’amplicateur EC en résumé : l. Emetteur à la masse : Gain en circuit ouvert : Impédance de sortie : (de q. q. k ) Impédance d’entrée de la base du transistor: (de q. q. k ) l. Avec résistance d’émetteur (amplificateur « stabilisé » ): Gain en circuit ouvert : Impédance de sortie : Impédance d’entrée de la base: (élevée, hfe ~100 -200) L’inconvénient du faible gain peut être contourné en mettant plusieurs étages amplificateur EC en cascade (cf. plus loin). 123

2. 7. 3 Amplificateur à collecteur commun (CC) ou encore montage « émetteur suiveur » n Particularités des amplificateurs CC : l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor l La sortie est “prise” sur l’émetteur l La borne du collecteur est commune à l’entrée et à la sortie ”Collecteur commun” n Les différences d’un amplificateur CC à l’autre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de “découplage”. 124

Exemple: VCC R 1 C Polarisation par diviseur de tension C B vg R 2 Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL. hypothèse: Mode actif E RE RL vs Ze Analyse simplifiée ( « 1 ière approximation » ) : L’émetteur “suit” la base. 125

n Analyse dynamique : ientrée vg transistor ib R 1//R 2 B hie C hfeib i. L E RE vs RL Ze l Gain en tension en circuit ouvert : l Gain en tension sur charge : avec l Impédance d’entrée : l Gain en courant : 126

l Impédance de sortie ib hie is hfeib r. B RE vs vs 127

l Dynamique de sortie VCC droite de charge dynamique : pente 1/r. E Ic R 1 C B vg R 2 droite de charge statique C Q(repos) E RE RL VCE vs VEmax VCC -0. 2 V VEmin 0 V Point de repos optimal : ! Le point optimal dépend de la charge. 128

L’amplicateur CC en résumé : peut être de l’ordre de quelques 100 k inférieure à quelques dizaines d ’Ohms hfe si RE constitue la charge (i. L = ic et ie ib ) Intérêts du montage : Faible impédance de sortie Impédance d ’entrée élevée Applications : « Etage - tampon » Isolement d ’une source à haute impédance de sortie d ’une charge à basse impédance. exemple : 1 Amplificateur de puissance (cf plus loin) 129

2. 7. 4 Amplificateur à base commune (BC) n Particularités des amplificateurs BC : l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à l’émetteur du transisor l La sortie est “prise” sur le collecteur l La borne de la base est commune à l’entrée et à la sortie ”Base commune” VCC RC hfeib E R 1 RL RE C hie rc ib B R 2 RE vg 130

hfeib n Propriétés : E RE C rc hie ib B l Gain en tension : Ze Zs l Gain en courant : l Impédance d’entrée : l Impédance de sortie : quelques . (hoe = 0) sinon comportement en source de courant 131

Exemple d’application : convertisseur courant - tension quadripôle équivalent à l’étage BC R is ie vg Ze Ai ie Zs RL tant que RL <<Zs. ~indépendant de Ze tension de sortie courant d’entrée ! Lorsque vg = 0, (ie=0), la sortie est “vue par la charge” comme une résistance très grande (hoe-1) (cf. charge active) 132

2. 7. 5 Influence de la fréquence du signal On se limitera au montage EC pour illustrer l’influence de la fréquence du signal sur les performances d’un amplificateur à transistor bipolaire. Limitation à basse fréquence condensateurs de liaison et de découplage Limitation à haute fréquence capacités internes au transistor Basse fréquence C et Ce court circuit filtres passe-haut +VCC R 1 Rg RC dynamique RG RL C C ib hie hfeib vg RE R 2 RE RC RL CE ZE diminue le gain (voir ampli stabilisé) Ze = impédance d ’entrée de l ’étage Fréquence de coupure inférieure du montage ~ 133

Hautes fréquences Rg ib hie Cbc Cbe hfeib qualitativement: aux fréquences élevées, Cbe court-circuite la jonction base-émetteur ib diminue Cbc crée une contre-réaction. On montre que : Comportement en filtre passe-bas, avec 134

2. 7. 6 Couplage entre étages n Objectif Coupler plusieurs “étages” pour améliorer les propriétés du circuit. . . Exemple : Amplificateur avec - gain en tension élevé - faible distorsion - bonne stabilité (thermique, dispersion) - impédance d’entrée élevée - impédance de sortie faible Solution possible : l stabilité et faible distorsion EC stabilisé (RE) l gain élevé plusieurs étages en cascades l Ze élevée étage C. C en entrée l Zs faible étage C. C en sortie Difficultés du couplage : u Polarisation de chaque étage u Gain sur charge : chaque étage “charge” l’étage précédent u Réponse en fréquence de l’ensemble (cf. couplage capacitif) 135

n Couplage capacitif Utilisation de condensateurs de liaison, CL Exemple: amplificateur à trois étages CC - EC - CC +VCC RC R 1 R 1 CL CL CL ventrée RE R 2 C. C. CL R 2 RE’ E. C. CE R 2 charge RE C. C. * Les points de fonctionnement des 3 étages sont indépendants (en statique CL = circuit ouvert) (dans l’hypothèse où la résistance interne de Vcc négligeable…) * Les paramètres dynamiques (gains, impédances) ne sont pas indépendants ex: l’impédance d’entrée du 3 ième étage (= charge de l’étage E. C. ) détermine le gain sur charge du 2 ième étage, etc. 136

+VCC RC R 1 R 1 CL T 1 ventrée RE R 2 C. C. CL T 2 CL R 2 RE’ E. C. CE T 3 R 2 CL charge RE C. C. comme 137 Inconvénient: les condensateurs imposent une fréquence de coupure basse au montage (cf. plus loin)

n. Couplage direct Pas de fréquence de coupure basse Les circuits de polarisation des différents étages ne sont pas indépendants. 30 V Un exemple : 24 k hfe ~100 5 k 27 k T 4 T 3 T 2 T 1 , T 2=PNP!! vg Av. L ~1 T 1 2. 4 k vs 680 Av -10 2 suiveurs “Darlington” E. C. Av. L -40 = gain en circuit ouvert (2. 4 k x hfe>> 27 k) Amplificateur de tension stabilisé : Ze élevée : Zs 24 k 138

l Analyse statique : VCC= 30 V 24 k VCC polarise en directe les deux jonctions EB de T 1 et T 2 (transistors PNP) En statique, vg = 0 5 k 3 V 0. 7 V T 1 en mode actif 27 k T 4 T 3 T 2 T 1 2. 4 k vs 680 T 2 en mode actif T 3 en mode actif T 4 en mode actif 139

Mais attention…. VCC= 30 V 24 k refaisons le calcul avec VBE=0. 6 V : 5 k 27 k 3 V 0. 6 V vg T 3 T 2 0. 6 V au lieu de 3 V… T 4 T 1 2. 4 k vs 680 T 4 en mode saturé !! Amplification des dérives des composantes statiques 140

n Couplage par transformateur : étage EC condensateur d ’accord: le circuit résonnant, LC, limite la transmission aux fréquences proches de la fréquence de résonnace condensateur de découplage (masse en alternatif) (EC) polarisation par diviseur de tension transmission du signal d’un étage à l ’autre par le transformateur Application majeure: essentiellement en radiofréquences (>500 k. Hz) exemple: syntonisation d ’une station radiophonique ou d ’un canal de télévision 141

2. 7. 7 Amplificateurs de puissance n Impédance de sortie et amplicateur de puissance Puissance moyenne fournie par l’amplificateur : Zs i. L vs RL charge v. L étage de sortie d’un amplificateur Puissance maximale: (“adaptation” d’impédance) ! Pour vs constant, Pmax augmente quand Zs diminue A. N. vs=1 V : Zs=10 k Pmax=0. 012 m. W | Zs=10 Pmax=12 m. W Rg vg Etage CC Ze Zs vg charge gain en puissance en conditions d’adaptation d’impédance avec et sans étage amplificateur = Zs /Rg 142

n Amplificateur de Darlington Amplificateur comprenant deux étages émetteur-suiveur montés en cascade Vcc “Darlington” l Gain en tension : L’impédance d’entrée de T 1 est très élevée et ne “charge” pas beaucoup T 2 R 1 T 2 vg R 2 l Impédance d’entrée du Darlington : (après les résistances du pont diviseur) T 1 vs RE L’impédance d’entrée élevée de T 1 constitue la résistance d’émetteur (RE) de T 2 Ze T 1: hfe 1 T 2: hfe 2 Ib (T 2) très faible choix de R 1 et R 2 l Gain en courant : 143

l Impédance de sortie du Darlington : Vcc R 1 T 2 vg R 2 puisque T 1 vs RE Etage CC unique : 144

Darlington = “supertransistor” bipolaire…. Existe sous forme de composant discret à trois bornes, nommé transistor Darlington. Il se comporte comme un seul transistor à gain en courant extrêmement élevé. (ex: 2 N 2785: hfe=2000 -20000. ) Existe aussi avec des transistors PNP. Utilisé fréquemment pour les applications d ’isolement entre étages (Ze très élevée, Zs très faible) Utilisé fréquemment comme étage de sortie des amplificateurs de puissance (Zs très faible) 145

n Amplificateur Push-Pull l Amplificateur classe A / classe B Dans les montages amplificateur vus précédemment, les transistors sont à chaque instant en mode actif Amplificateur de “classe A” Avantages: faible distorsion (en cas d’amplificateur stabilisé) simplicité Inconvénients : Amplitude de sortie limitée (typ: 0. 2<VCE<Vcc v. CEmax~Vcc/2) Importante consommation en absence du signal : courants de polarisation nuls +VCC R 1 RC ex: Vcc = 15 V, IC=1 m. A, Ip = 0. 1 m. A => P ~ 15 m. W R 2 RE en absence de signal… Amplificateur classe B: transistor bloqué en absence de signal d’entrée. (ex: Push-Pull) Avantages: faible consommation, dynamique de sortie élevée Inconvénients : Distorsion du signal 146

l Push Pull Principe de fonctionnement Exemple : l Transistors bloqués au point de repos (amplificateur « classe B » ). R 1 et R 2 sont telles que (lorsque vg=0) on a +Vcc ICNPN R 1 B NPN Transistors bloqués (de justesse): IB~0 =>IC~0 R 2 P vg ~1. 2 V R 2 RL B’ R 1 PNP vsortie ICNPN ICPNP VP ICPNP IB~0 IC IB~0 VCENPN 0 VCC -VCC 0 VCEPNP 147

émetteur suiveur +Vcc R 1 l En présence d’un signal d’entrée chaque transistor est alternativement actif ou bloqué ( « Push-Pull » ) Si v g>0 NPN actif, PNP bloqué B NPN R 2 P vg ~1. 2 V R 2 RL B’ PNP vsortie Droite de charge dynamique IC droite de charge statique VCEQ ~VCC/2 R 1 Amplitude max : VCC/2 IB=0 VCC/2 VCE si vg<0 NPN bloqué, PNP actif … 148

Formation du signal de sortie IC IC NPN VCE t PNP VEC Signal de sortie: vsortie NPN actif t PNP actif Plus grand domaine de fonctionnement 149

Difficultés de cet exemple l positionnement du point de repos trop faible IC ICsat t t VCE transistors bloqués Distorsion de croisement : Si VBE trop faible au repos, les deux transistors seront bloquées pendant une fraction du cycle. l Risque d’emballement thermique (pas de contre-réaction) 150

Polarisation par diodes Point de repos +Vcc R 1 NPN Idéalement D 1, D 2 = diodes de caractéristiques appariés aux transistors D 1 ID vg choix de R 1 : ID ~0 comme VD =Vbe IE ~ID ~0 RL D 2 PNP vsortie R 1 Remarques: l L ’amplificateur Push-Pull existe aussi avec des paires de Darlington Zs plus faible puissance maximale supérieure 151

2. 7. 8 Amplificateur différentiel ! Deux signaux d’entrée, V+, V! Sortie = collecteur d ’un transistor +Vcc Rc Rc Vs hypothèse : T 1 et T 2 appariés (circuit intégré) n Régime statique : Par symétrie : IE 1=IE 2=IE T 1 IE RE E T 2 IE 2 IE -VEE Pour RB <<hfe. RE : Tension continue en sortie : 152

n Régime dynamique: +Vcc l Mode différentiel: Rc hyp: et Rc T 1 avec IE la composante continue du courant émetteur. Pour de signaux d’entrée de faible amplitude : E Vs T 2 RE Par conséquent : -VEE Le courant dans RE n’a pas changé, et la tension en E reste constante. E constitue une masse dynamique ! d ’où le « gain en mode différentiel » : Rc Rc vs E ! V+ = entrée non-inverseuse ! V- = entrée inverseuse étage EC 153

l Mode commun: +Vcc hyp: Rc et Rc T 1 La tension en E équivaut à celle d’un étage unique ayant une résistance d ’émetteur double. D ’où le schéma équivalent : Rc E Vs T 2 RE -VEE Rc vs E 2 RE E’ d’où le «gain en mode commun » : 2 RE 2 étages EC stabilisés indépendants 154

l Signaux d’entrée quelconques : On peut toujours écrire : avec D’où, par le principe de superposition : où = « taux de réjection en mode commun » (common mode rejection ratio) Intérêts de l’amplificateur différentiel : Entrées en couplage direct (seule vmd est amplifiée) Ampli. différentielle = étage d’entrée des Amplificateur opérationnel. Impédance d’entrée et CMRR très élevés 155

l Polarisation par miroir de courant Il faut +Vcc Choisir RE très élevée pose plusieurs problèmes: nécessite une augmentation de l’alimentation pour maintenir Ic (donc le gain) constant Vs incompatible avec la technologie des circuits intégrés. ! il suffit que RE soit élevée en régime dynamique ! T 1 T 2 IEE R Solution = source de courant ( R, D, T 3) T 3 D hyp: D et T 3 = appariés Rc Rc IE 3 -VEE 156

« Miroir » de courant Hyp: la caractéristique I(V) de la diode est identique (appariée) à celle de la jonction BE du transistor Val comme VBE = VD R IC = ID ID VD A IC est le « miroir » de ID… IC * I ne dépend pas du circuit en pointillé vu de A, le circuit se comporte comme une source de courant idéal (tant que le transistor est actif) * en tenant compte de l’effet Early, IC dépend légèrement de VCE 157

Schémas équivalents du circuit vu de A : schéma dynamique petits signaux schéma statique « grands signaux » Val R IC=ID +VCE. hoe ID A i. C=v. CE. hoe IC ID R ~hoe-1 VD * R > 100 k 158

Schéma équivalent de l’ampli différentiel: en dynamique +Vcc vs Vs IEE hoe-1 -VEE hoe-1 (effet Early de T 3) est de l’ordre de quelques 100 k. En dynamique, hoe-1 joue le même rôle que RE et augmente considérablement CMRR. 159

Exemple d’application Thermostat 160

Exemple d’application Thermostat « charge active » R 0. 5 m. A B A Figure 2. 76 paire différentielle source de courant 161

Exemple d’application Thermostat Si VA> VB R 0. 5 m. A B A Figure 2. 76 paire différentielle source de courant 162

Exemple d’application Thermostat Si VA> VB 0. 6 V R 0. 5 m. A B A Figure 2. 76 paire différentielle source de courant 163

Exemple d’application Thermostat Si VA< VB 0 V R 0. 5 m. A B A Figure 2. 76 paire différentielle source de courant 164

3. Transistors à effet de champ ou FET (field effect transistor) 3. 1 Introduction n Caractéristiques de base l Composant à trois bornes : S, D et G, (parfois quatre: substrat) l Un courant (ID) peut circuler de la source S au drain D via le “canal” (zone dans le semiconducteur, proche de l’interface avec la grille): l Le courant circulant dans la grille (IG) est négligeable. => IS = ID ! VGS S G VDS D ID substrat (Si) canal l ID , à VDS constant, est commandé par la tension de grille – source (VGS) ”effet du champ” électrique Ø FET à canal N : courant porté par les électrons, de S vers D (sens positif de ID: de D vers S) Ø FET à canal P : courant porté par les trous, de S vers D (sens positif de ID: de S vers D) 165

n Allure générale des caractéristiques “de sortie” : ID Régime linéaire VGS = cst ~résistance modulée par VGS Mode actif ~ source de courant commandée par VGS VDS limite de zones 166

n Différences entre FET et transistor bipolaire : l IG << IB Impédance d’entrée très grande (parfois > 1014 ) Montages de polarisation plus simples l Régime linéaire pente = f(VGS) résistance variable (pas d’équivalent pour le bipolaire) VDSsat > VCEsat : tension résiduelle du transistor en mode saturé plus élevée. l Régime de saturation (mode actif) ID commandé par une tension å transconductance (au lieu de hfe) Dispersion de fabrication plus élevée sur gm que sur hfe l Caractéristiques « transverses » en mode actif : Bipolaire : à VCE cst, IC =IB ou IC = IE FET: à VDS cst, ID = f(VGS) = relation non-linéaire å dépend du type de FET…. 167

n Différences entre FET et transistor bipolaire : figure 3. 2 p 115 168

n Différents types de FET l JFET : FET à jonction : La grille et le canal forme une jonction PN S D G JFET à canal P S D G JFET à canal N Transistor « normalement passant » ID est maximal pour VGS = 0, et diminue lorsqu’on augmente VGS (en valeur absolue). ID est nulle lorsque VGS dépasse une valeur limite VGSoff. Canal P : VGS > 0 la charge positive sur la grille repousse les trous Canal N : VGS < 0 la charge négative sur la grille repousse les électrons 169

l MOSFET (Métal Oxyde Semiconducteur – FET) à enrichissement : La grille et le canal forment un condensateur à “plaques //”, l’isolant étant l’oxyde du silicium. D substrat G S MOSFET : canal N canal P transistor « normalement bloqué » . ID est nul lorsque VGS = 0 et augmente dès que VGS dépasse une valeur seuil Vs Canal P : Vs < 0 la charge négative sur la grille attire les trous Canal N: Vs > 0 la charge positive sur la grille attire les électrons 170

La ligne pointillée indique le canal est inexistant que VGS < Vseuil Le substrat est généralement relié à la source. Les transistors MOSFET à appauvrissement : • comportement similaire au JFET, mais VGS >0 (canal N) autorisé • très peu utilisés • non traités en cours. D’autres symboles sont parfois utilisés pour les mêmes composants Exemples: 171

l Caractéristiques d’un JFET à canal N : Conditions de fonctionnement : VGS 0 , VDS 0 VGS=0 ID (m. A) 16 12 8 transistor bloqué VGS(V) VGS=-1 V 4 -2 -1. 5 -1 -0. 5 0 VGSoff Régime de saturation Pour : Régime « linéaire » Pour : 2 V P 4 6 8 VDS (V) pour VGS < VGSoff, ID 0, transistor bloqué. pour VGS >0, le courant IG augmente rapidement (zone non utilisée). tension de « pincement » VP ~ - VGSoff 172

l Caractéristiques d’un MOSFET à canal N : ID ID transistor bloqué VGS(V) Vs Régime de saturation Pour : Régime « linéaire » Pour : VDS (V) pour VGS < VS, ID 0, transistor bloqué VGS-VS = « tension d’attaque de grille » . 173

En résumé : J VGSoff Vs Vs VGSoff 174

3. 2 Schémas équivalents petits signaux n Régime linéaire : ID Q VDS G D = RDS S Pour VGS > VP , et VDS <VGS +VP : résistance fonction de VGS avec k = constante dépendant du composant Condition: VDS suffisamment faible (<VGS+VP ), souvent inférieure à 0. 5 V. Dans ces conditions, Source et Drain peuvent être inversés. JFET: “RDS(on)” = RDS pour VGS 0 ordre de grandeur: MOSFET enrichissement: “RDS(on)” = RDS pour VGS élevée (~10 V). 175

n Régime de saturation : Pour ID , ID est commandée par VGS Q VDS ID est commandé par VGS avec =“transconductance” ID (m. A) 16 12 schéma linéaire équivalent: 8 Q id D G r S 4 VGS(V) -2 -1. 5 -1 -0. 5 VGSoff tient compte de l’augmentation de vds avec id (équivalent de l’effet Early) caractéristique ID(VGS) non-linéaire : gm (VDS) 176 0

JFET = pente pour VGS=0 gm varie linéairement avec VGS. MOSFET à enrichissement Ordre de grandeur : gm=1 - 10 m. A/V (m. S ou mmho) 177

3. 3 Quelques circuits de polarisation Objectif : fixer le point de fonctionnement au repos n Polarisation automatique par résistance de source d’un JFET: +VDD RD ID IG 0 G RG ID D S Q ID ID Q Q’ Q’ RS VGS VP VGSQ VDSQ Dipersion de fabrication ID , VGS , VDS. 178

n Polarisation par réaction de drain (MOSFET à enrichissement) +VDD RD RG ID ID D Q. S VGS(V) VDS (V) VDD 179

3. 4 Applications des FET n Sources de courant à JFET +VDD charge Avantage du JFET: polarisation de la grille inutile. Inconvénient : dispersion de fabrication sur IDSS= augmente avec VDS résistance de sortie non infinie I Source de courant ajustable par la résistance variable. R 180

Source de courant à plus grande impédance de sortie +VDD T 2 et T 1 tel que IDSS(T 2) > IDSS(T 1) charge I T 2 T 1 I = IDSS (T 1 ) VGS (T 2) est telle que ID(T 2) = IDSS(T 1) VDS(T 1) =VGS(T 2) T 1 influence de le charge sur VDS(T 1) atténuée source de courant ordinaire I varie moins avec la charge impédance de sortie plus grande. 181

n Amplificateur source commune Exemple : VCC l hypothèse: Mode actif , C très élevées RD C D S C vg JFET RG RS vs C vg vgs RG Ze gmvgs RD vs Zs Gain en tension (circuit ouvert) : Impédance d’entrée : (RG peut être prise très grande, de l’ordre du M ou plus) Impédance de sortie : gm = fonction de VGS distorsion “quadratique” 182

Stabilisation par une résistance de source : VCC JFET RD vg D S RG vg RG vs vgs gmvgs RD vs r. S RS Gain en tension : et d’où : L’influence de gm sur le gain est réduite si rs>>1/gm. Le gain en tension est plus faible. rs introduit une contre-réaction: (vs et vg en opposition de phase, Av <0) 183

n Amplificateur drain commun (ou « source suiveuse » ) ve VCC vg vg D S RG RS RG G JFET D v. GS gmv. GS S RS vs Ze vs Zs Gain en tension (circuit ouvert) : Impédance d’entrée : Impédance de sortie : 184

n Résistance commandée Pour VGS > VGSoff et VDS <VGS +VP : ex: R vsortie ventrée = atténuateur variable, commandé par Vcom En choississant , vsortie varie entre ~0 et ventrée Vcom Imperfection: RDS dépend de VDS réponse non-linéaire 185

Amélioration possible: R vsortie ventrée R 1 Vcom R 1 Linéarité presque parfaite 186

Application: Commande électronique de gain exemple: Etage EC avec r. E =RDS (//200 k//5. 6 k) 15 V 5 k 75 k signal d’entrée signal de sortie 1µF 50 k 5. 6 k 100 k 1µF Vcom 100 k il faut RDS< 5. 6 k amélioration possible: charge active pour RE. 187

n Interrupteur à FET Exemple d’application: (Convertisseur N-A cf Morgan) 188

n Inverseur logique CMOS= « Complementary MOS) » aucun courant drain circule, quelque soit le niveau de sortie 189

n Fonction logique de base : la porte NAND A B C In. A In. B Q 1 Q 2 Q 3 Q 4 Out 0 0 1 0 V 0 V O O F F 5 V 0 1 1 0 V 5 V O F 5 V 1 0 1 5 V 0 V F O 5 V 1 1 0 5 V 5 V F F O O 0 V 190

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